摘要：推薦了一種諧振復(fù)位雙開(kāi)關(guān)正激型DC/DC變換器。它不僅克服了諧振復(fù)位單開(kāi)關(guān)正激變換器開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力大和變換效率低的缺點(diǎn)，而且具有占空比可以大于50％的優(yōu)點(diǎn)。因此，該變換器可以應(yīng)用于高輸入電壓、寬變化范圍、高效率要求的場(chǎng)合。對(duì)該拓?fù)涞?a href="http://www.delux-kingway.cn/v/tag/773/" target="_blank">工作原理和特性進(jìn)行了詳細(xì)的描述。最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)證實(shí)了該拓?fù)涞纳鲜鰞?yōu)點(diǎn)。

1 概述

諧振復(fù)位單開(kāi)關(guān)正激變換器，如圖1所示，是一種結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單、應(yīng)用十分廣泛的DC/DC變換器。它通過(guò)諧振電容Cr上的電壓對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位，該復(fù)位電壓可以大于輸入電壓，因此，該變換器的占空比可以大于50％，適合于寬輸入范圍的場(chǎng)合。但和通常的單開(kāi)關(guān)正激變換器一樣，它的開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力比較大，是輸入電壓的2倍左右，用于較高輸入電壓的場(chǎng)合有一定的困難。另外，每次開(kāi)關(guān)S開(kāi)通之前，Cr上電壓為輸入電壓，在S開(kāi)通時(shí)，不僅將S的寄生電容上的能量CossVin2/2消耗在開(kāi)關(guān)上，同時(shí)也將Cr上的能量CrVin2/2消耗在S上。而Cr又是外并的諧振電容，其值可能遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)的寄生電容，所以，可以認(rèn)為該變換器的等效開(kāi)關(guān)損耗大大增加，效率將會(huì)受到嚴(yán)重影響。

雙開(kāi)關(guān)正激變換器克服了主開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力大的缺點(diǎn)，它每個(gè)開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力等于輸入電壓，是單開(kāi)關(guān)正激的一半左右，適用于高壓輸入場(chǎng)合。而且雙開(kāi)關(guān)正激變換器是利用輸入電壓給變壓器進(jìn)行復(fù)位，結(jié)構(gòu)上也比較簡(jiǎn)單，激磁能量和漏感能量回饋到輸入側(cè)，轉(zhuǎn)換效率比較高。因此，這種雙開(kāi)關(guān)正激DC/DC拓?fù)浔粡V泛地應(yīng)用于工業(yè)界，不僅僅是高壓輸入場(chǎng)合。但是，這種雙開(kāi)關(guān)正激變換器有它的突出缺點(diǎn)，即只能工作在占空比小于50％的狀態(tài)，所以，不適合用在變換范圍非常寬的場(chǎng)合。

本文推薦了一種諧振復(fù)位雙開(kāi)關(guān)正激變換器，它綜合了單開(kāi)關(guān)諧振正激和雙開(kāi)關(guān)正激的優(yōu)點(diǎn)，不僅可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)，而且又采用雙開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)，大大減小了開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力。因此，該變換器適用于高電壓輸入、寬變化范圍的場(chǎng)合。

2 工作原理

諧振復(fù)位雙開(kāi)關(guān)正激變換器的電路如圖2所示。圖2中Coss1，Coss2，Coss3分別為開(kāi)關(guān)S1，S2，S3的寄生輸出電容，Cr為諧振電容，它并聯(lián)在S2的漏源極之間，因Cr遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)管的寄生電容，所以Coss2可以忽略。Lm為激磁電感。為簡(jiǎn)化分析，輸出電容Co被認(rèn)為無(wú)窮大而以恒壓源Vo代替，并假定電路已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。

該變換器的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期可以分為6個(gè)工作階段，分別如圖3的6個(gè)等效電路所示。相應(yīng)的工作波形如圖4所示，其中t1－t3為死區(qū)時(shí)間td1，t5－t6為死區(qū)時(shí)間td2，這些時(shí)間實(shí)際上非常短，在圖中為了更清楚地表述，將他們畫得比較大。6個(gè)工作階段的工作原理分別描述如下。

1）階段1〔t0，t1〕如圖3（a）和圖4所示，該階段S1和S2同時(shí)導(dǎo)通，加在變壓器原邊上的電壓為輸入電壓Vin，激磁電流線性上升。同時(shí)副邊整流二極管DR1導(dǎo)通，續(xù)流二極管DR2截止，電感L上的電流iL線性上升。

2）階段2〔t1，t2〕t1時(shí)刻，如圖3(b)和圖4所示，S1和S2同時(shí)關(guān)斷，折算到原邊的負(fù)載電流和激磁電流一起對(duì)Coss1充電，使Coss3放電，Coss3上的電壓vds3迅速下降。由于諧振電容Cr較大，在這么短的時(shí)間內(nèi)Cr上的電壓幾乎沒(méi)有上升，近似為零。因此vT就近似等于vds3，也迅速下降。但此階段變壓器上的電壓vT仍為正，所以副邊DR1仍導(dǎo)通。

    3）階段3〔t2，t3〕t2時(shí)刻vT下降到零時(shí)，副邊二極管DR1就截止，DR2導(dǎo)通，iL通過(guò)DR2續(xù)流，在輸出電壓Vo的作用下線性下降。在原邊，激磁電感Lm和諧振電容Cr諧振，在Cr上產(chǎn)生的諧振電壓按正弦變化上升，該諧振電壓同時(shí)對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位，諧振電流流過(guò)S3的體二極管，如圖3(c)和圖4所示。

4）階段4〔t3，t4〕t3時(shí)刻，S3的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)vgs3變高，S3在零電壓條件下開(kāi)通，Lm和Cr繼續(xù)諧振，Cr上的正弦諧振電壓繼續(xù)對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位，諧振電流流過(guò)S3，如圖3(d)和圖4所示。

5）階段5〔t4，t5〕如圖3(e)和圖4所示，Cr上的電壓諧振到零后，激磁電流就流經(jīng)S2的體二極管，而S3仍然導(dǎo)通，這時(shí)變壓器原邊的電壓為零，激磁電流保持不變。副邊仍然是DR1截止，DR2導(dǎo)通，電感電流繼續(xù)下降。

6）階段6〔t5，t6〕如圖3(f)和圖4所示，S3在t5時(shí)刻關(guān)斷，激磁電流對(duì)Coss3進(jìn)行充電，vds3一大于零，副邊整流二極管DR1就導(dǎo)通，激磁電流流向變壓器副邊，但它不足以維持負(fù)載電流，所以續(xù)流二極管仍然導(dǎo)通。由于DR1及DR2都導(dǎo)通，變壓器上的電壓被箝在零，激磁電流保持不變。而開(kāi)關(guān)S1上的電壓被箝在Vin，S2上的電壓則為零。

圖3

    t6時(shí)刻，S1及S2同時(shí)開(kāi)通，其中S2是零電壓開(kāi)通，而Coss1上的電荷通過(guò)S1迅速放完，電路進(jìn)入到下一開(kāi)關(guān)周期的階段1，負(fù)載電流流過(guò)DR1。

由以上分析可以看到，開(kāi)關(guān)S1及S3的電壓應(yīng)力均為輸入電壓Vin，而S2的電壓應(yīng)力則是復(fù)位電壓。

3 特性分析

根據(jù)以上的分析可以看出，S1及S3為一對(duì)互補(bǔ)開(kāi)關(guān)，兩者寄生輸出電容上的電壓vds1與vds3之和等于輸入電壓Vin。因此，當(dāng)其中vds1（或vds3）等于零時(shí)，vds3（或vds1）就等于Vin，可見(jiàn)開(kāi)關(guān)S1及S3的電壓應(yīng)力均為輸入電壓。

    開(kāi)關(guān)S2的源漏間并聯(lián)了諧振電容Cr，其值遠(yuǎn)大于S2的寄生輸出電容Coss2，所以，Cr上的電壓就是S2所要承受的電壓。在S1及S2關(guān)斷后，激磁電感Lm和諧振電容Cr開(kāi)始諧振，在Cr上產(chǎn)生一正弦電壓對(duì)變壓器進(jìn)行磁復(fù)位。因此，開(kāi)關(guān)S2的電壓應(yīng)力就是該復(fù)位電壓的峰值。

可見(jiàn)，該變換器的開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力和單開(kāi)關(guān)正激變換器相比要小得多。

該變換器的另一優(yōu)點(diǎn)是可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)下。如圖4所示，當(dāng)主開(kāi)關(guān)S1及S2同時(shí)導(dǎo)通，輔助開(kāi)關(guān)S3截止時(shí)，加在變壓器原邊的電壓為正，大小等于輸入電壓。當(dāng)主開(kāi)關(guān)S1及S2同時(shí)截止，輔助開(kāi)關(guān)S3導(dǎo)通時(shí)，Lm和Cr諧振在Cr上產(chǎn)生的電壓對(duì)變壓器進(jìn)行磁復(fù)位。通過(guò)選擇較小的Cr值，該復(fù)位電壓可以大于輸入電壓，使得變壓器的復(fù)位時(shí)間小于正向?qū)〞r(shí)間，從而得到一個(gè)大于50％的占空比。這樣的好處是既可以減小變換器一次側(cè)的導(dǎo)通損耗，又可以減小二次側(cè)整流二極管的電壓應(yīng)力。

此外，由于Cr上的電壓諧振到零之后，主開(kāi)關(guān)S2才開(kāi)通，所以諧振電容不會(huì)帶來(lái)額外的損耗，相反使得S2實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，其本身的開(kāi)關(guān)損耗也大大下降了。而S3在導(dǎo)通之前是體二極管導(dǎo)通，即S3也是零電壓開(kāi)通的，開(kāi)關(guān)損耗大大減小。因此，該變換器的轉(zhuǎn)換效率要比單開(kāi)關(guān)諧振復(fù)位正激變換器高得多。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

一臺(tái)采用諧振復(fù)位雙開(kāi)關(guān)正激DC/DC變換器拓?fù)涞膶?shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了該拓?fù)涞墓ぷ髟砗吞匦浴Ｔ摌訖C(jī)的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

輸入電壓Vin250V～400V；

輸出電壓Vo54V；

輸出電流Io0～5A；

工作頻率f70kHz；

主開(kāi)關(guān)S1及S2STP11NM60；

輔助開(kāi)關(guān)S3IRF830；

整流二極管DR1HER1604PT；

續(xù)流二極管DR2B20200；

變壓器Tn=40∶20，Lm=3mH，Ls=15μH；

濾波電感L130μH；

諧振電容Cr200pF。

圖5是輸出4A時(shí)的主要實(shí)驗(yàn)波形。其中圖5(a)是輸入電壓為250V時(shí)，變壓器原邊的電壓波形，可以看出占空比為53％左右，證明該變換器可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)。圖5(b)是輸入等于400V時(shí)，主開(kāi)關(guān)S1門極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓正向平臺(tái)為400V，正好等于輸入電壓。圖5(c)是輸入等于400V時(shí)，主開(kāi)關(guān)S2門極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓按正弦變化，其峰值為460V左右，該電壓對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位。同時(shí)從圖中可以看出在門極電壓變高之前，vds2已經(jīng)諧振到零，S2是零電壓開(kāi)通的。圖5(d)是輸入等于400V時(shí)，輔助開(kāi)關(guān)S3門極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源間的電壓波形，其中源漏電壓正向平臺(tái)也為400V。

    圖6給出了該變換器在不同輸入電壓，不同負(fù)載電流下的轉(zhuǎn)換效率。最高效率達(dá)到了95.3％。

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出的諧振復(fù)位雙開(kāi)關(guān)正激變換器，既繼承了諧振復(fù)位單開(kāi)關(guān)正激變換器占空比可以大于50％的優(yōu)點(diǎn)，又發(fā)揮了雙開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)，使得兩個(gè)主開(kāi)關(guān)S1及S2的電壓應(yīng)力分別為輸入電壓和復(fù)位電壓，而輔助開(kāi)關(guān)S3的電壓應(yīng)力為輸入電壓，從而大大減小了開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力。另外，該變換器的開(kāi)關(guān)S2與S3都實(shí)現(xiàn)了ZVS，大大提高了變換器的轉(zhuǎn)換效率。因此，所推薦的諧振復(fù)位雙開(kāi)關(guān)正激變換器可以用于高電壓輸入、寬變化范圍、高效率要求的場(chǎng)合。