10kW全橋移相ZVSPWM整流模塊的設計

介紹了10kW全橋移相ZVSPWM直流整流模塊主電路和控制電路的設計，給出了主變壓器和諧振電感的參數(shù)計算，最后給出了實驗波形。

關(guān)鍵詞：全橋移相；零電壓開關(guān)；降頻

0??? 引言

??????? 在大型發(fā)電廠中，由于需要的直流負荷比較大，蓄電池的容量通常都在2000A·h以上。若采用常規(guī)的10A或20A的開關(guān)整流模塊，一般需要20個或10個以上的模塊并聯(lián)，并聯(lián)數(shù)過多，對模塊之間的均流會帶來一定的影響，而且可靠性并不隨著模塊并聯(lián)數(shù)的增加而增加，一般并聯(lián)數(shù)最好在10個以下。目前，在電廠中大容量的直流充電電源采用相控電源的比較多，因此，很有必要開發(fā)針對電廠用戶的大容量開關(guān)整流充電電源。本文介紹的10kW全橋移相ZVSPWM整流模塊正是考慮了這種要求，它采用了加鉗位二極管的ZVS－FBPWM直流變換技術(shù)，控制電路采用UC3879專用全橋移相控制芯片，同時在輕載時采用了降低開關(guān)頻率等技術(shù)，具有重量輕，效率高等優(yōu)點。

1整流模塊主電路設計與參數(shù)計算

??? 整流模塊的主電路原理框圖如圖1所示，由輸入EMI濾波器，整流濾波，ZVS全橋變換器，輸出整流濾波和輸出EMI濾波器等組成。

圖1??? 主電路原理框圖

??? 圖1中由開關(guān)管S1～S4，鉗位二極管D1及D2，諧振電感Lr，隔直電容Cb，主變壓器T1以及吸收電阻和電容等組成全橋移相ZVS變換器，其中S1及S3為超前管，S2及S4為滯后管。S1（S3）超前S4(S2)一定的角度，即移相角。S1～S4采用IGBT單管并聯(lián)組成，開關(guān)頻率為25kHz左右。

1.1??? 變壓器參數(shù)的設計

??? 由于設計的全橋移相ZVSPWM整流模塊的最大輸出功率接近10kW，若采用常規(guī)的鐵氧體磁芯，由于功率比較大，磁芯不太好選擇，實際設計中磁芯采用了超微晶磁環(huán)。和鐵氧體相比，超微晶材質(zhì)具有較高的飽和磁密（可達1.2～1.6T）和較低損耗和優(yōu)良的溫度穩(wěn)定性等優(yōu)點，非常適宜用作大功率開關(guān)電源的主變壓器的磁芯。

??? 本模塊的輸入輸出指標為輸入304～456V，輸出198～286V/35A。

??? 1）直流母線的最低電壓Vdmin

??? Vdmin≈Vinmin×1.35=410.4V（1）

式中：Vinmin為三相輸入電壓最低值304V。

??? 2）變壓器副邊的最低電壓V2min

??? V2min=(Vomax＋VD＋Vr)/Dmax=(286＋3＋2)/0.95=306.3V（2）

式中：Vomax為模塊輸出電壓最高值，取為286V；

????? VD為整流二極管的壓降，取為3V；

????? Vr為變壓器副邊繞組內(nèi)阻壓降和線路壓降，取為2V；

????? Dmax為最大占空比,取為0.95。

??? 3）變壓器的變比n

??? n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33

??? 實際變壓器原邊取為21匝，副邊為16匝，變比為21/16=1.3125。

1.2??? 諧振電感Lr參數(shù)的設計

??? 在全橋移相ZVS變換器中，在超前管S1(S3)的開關(guān)過程中，由于輸出濾波電感L1與諧振電感Lr是串聯(lián)的，而L1和諧振電感相比一般比較大，因此超前管很容易實現(xiàn)ZVS；而在滯后管S2(S4)的開關(guān)過程中，由于變壓器副邊是短路的，此時依靠諧振電感Lr的能量來實現(xiàn)ZVS，因此滯后管實現(xiàn)ZVS比較困難，一般設計在1/3滿載負載以上實現(xiàn)零電壓開關(guān)。

??? Lr=8CmosVdmax2/3I12[2]（3）

式中：Cmos為開關(guān)管漏源極電容（包括外并電容），實際中取為3300pF；

????? Vdmax為直流母線電壓的最大值，取為

??? 1.35×456=615.6V；

????? I1為滯后臂開關(guān)管關(guān)斷時原邊電流。

??? I1=(Iomax/3＋ΔI1f/2)/n（4）

式中：Iomax為輸出電流最大值，取為35A；

??????????? ΔI1f為允許輸出電感電流的脈動值，取為0.2×35=7.0A。

??? 由以上數(shù)據(jù)計算可得Lr=24.7μH。

2??? 控制電路設計

??? 控制電路采用了專用移相控制器件UC3879，原理框圖如圖2所示。

圖2??? 控制電路框圖

??? 圖2中ISET為電流限流設定值，VSET為電壓設定值，分別由微處理器產(chǎn)生；IO為輸出電流值，VFB為輸出電壓反饋值；SHT為故障關(guān)機信號，IPR為原邊電流采樣值。

??? UC3879采用電流型PWM控制方式，把變壓器原邊電流引入到芯片內(nèi)部，提高了模塊的瞬態(tài)響應速度。UC3879輸出的OA，OB，OC，OD4路信號再通過TLP250光耦組成了驅(qū)動電路，分別驅(qū)動S1～S4 4組開關(guān)管。OA/OB，OC/OD相位互補，OA(OB)分別超前OC(OD)一定的移相角。

??? 由于本全橋移相開關(guān)管采用IGBT，電流關(guān)斷時存在拖尾現(xiàn)象，開關(guān)管兩端并聯(lián)的電容比較大，導致空載損耗比較大。因此，在設計中采用了模塊輕載時降低開關(guān)頻率的方法，即在輸出電流<0.5A時，使開關(guān)頻率適當降低；而當輸出電流>0.5A時，使模塊開關(guān)頻率恢復正常值。降頻的實際電路如圖3所示，IO′為輸出電流值，IREF為設置的電流閾值。當輸出電流超過設置的電流閾值時，Q1導通，UC3879的振蕩電阻變?yōu)镽28和R17(R17見圖2)并聯(lián)；而當輸出電流小于設置的電流閾值時，Q1關(guān)斷，UC3879的振蕩電阻為R17。

圖3??? 降頻控制電路

??? 實測樣機在交流輸入440V時，不降頻的情況下，空載損耗有220W左右，而采用降頻控制技術(shù)后，空載損耗只有130W左右。

3??? 實驗結(jié)果

??? 按照上述設計思想制作了2臺試驗樣機，表1為其中一臺實測的效率數(shù)據(jù)。

表1??? 實測效率

??? 輸入電壓380V，輸出電壓240V。

??? 圖4為2A負載時超前管S1的驅(qū)動波形（CH1）和漏源極波形(CH2)；

??? 圖5為2A負載時滯后管S2的驅(qū)動波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖5可以看出滯后管還沒有實現(xiàn)ZVS；

??? 圖6為15A負載時滯后管S2的驅(qū)動波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖6可以看到滯后管已實現(xiàn)ZVS；

??? 圖7為35A負載時變壓器的原邊波形(20A/div)。

圖4??? 2A負載時S1驅(qū)動波形與漏源極波形

圖5??? 2A負載時S2驅(qū)動波形與漏源極波形

圖6??? 15A負載時S2驅(qū)動波形與漏源極波形

圖7??? 35A負載時變壓器原邊電流波形

4??? 結(jié)語

??? 本文介紹的全橋移相ZVSPWM整流模塊的開關(guān)管實現(xiàn)了ZVS，輸出240V、35A時效率達到

93.4％；而且由于采用了輕載變頻的技術(shù)，使得空載損耗大為降低，具有廣泛的應用前景。