昨天，我們說到了升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出紋波電壓。今天我們來說說“降低升壓電源輸出中的開關(guān)噪聲”

前言

在開關(guān)型DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出中，會因開關(guān)工作而產(chǎn)生具有開關(guān)頻率及其N次諧波分量的紋波電壓。而且，還會產(chǎn)生遠(yuǎn)高于開關(guān)頻率的、高達(dá)數(shù)百M(fèi)Hz的高頻噪聲，在發(fā)揮負(fù)載作用的電子電路中，這些噪聲可能會引發(fā)問題。在降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中，輸入端會產(chǎn)生高頻噪聲，其中的部分高頻噪聲也會傳輸至輸出端。但是，在升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中，輸出端會出現(xiàn)高速電壓電流波動，這會在輸出端產(chǎn)生高頻噪聲，導(dǎo)致輸出較大的高頻噪聲。

本系列文章將介紹升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中高頻噪聲的產(chǎn)生機(jī)理，并介紹降低高頻噪聲的設(shè)計(jì)技巧。

先介紹第一個主題“升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中高頻噪聲的產(chǎn)生原因”。

關(guān)于升壓電源的輸出中產(chǎn)生遠(yuǎn)高于開關(guān)頻率的高頻噪聲的原因，將從“升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的工作”、“輸出電容器和布線中的電感分量”、“低邊開關(guān)的輸出容量和振鈴”和“低邊開關(guān)導(dǎo)通時的工作”幾個角度進(jìn)行說明。

升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的工作

在升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中，當(dāng)?shù)瓦呴_關(guān)導(dǎo)通時，會使電感電流增加并積蓄能量；當(dāng)?shù)瓦呴_關(guān)關(guān)斷時，積蓄的能量會被釋放，從而使電感產(chǎn)生反電動勢引起的高電壓，最終形成高于輸入電壓的輸出電壓。在開關(guān)工作期間，電壓和電流的高速變化會產(chǎn)生高頻振動，該振動會成為高頻噪聲并通過輸出線路被傳播和輻射出去，從而造成故障。

首先來了解一下低邊開關(guān)從導(dǎo)通轉(zhuǎn)為關(guān)斷過程中的詳細(xì)工作。在低邊開關(guān)FET完全導(dǎo)通的狀態(tài)下，漏極和源極之間的電阻為RDSON的阻值，漏極電壓為“RDSON×電感電流”。從此時開始，當(dāng)FET的柵極驅(qū)動轉(zhuǎn)為關(guān)斷時，漏極和源極之間的電阻值上升，漏極電壓也開始上升。當(dāng)?shù)瓦呴_關(guān)關(guān)斷時，漏極和源極之間會產(chǎn)生容性分量COSS，部分電感電流會被用來對COSS充電。由于流經(jīng)漏極和源極間電阻分量的電流導(dǎo)致的導(dǎo)通損耗，以及充入COSS的電荷量，使部分能量損失，與此同時漏極電壓繼續(xù)上升。

當(dāng)開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓VSW變得高于輸出電壓時，高邊開關(guān)整流二極管被正向偏置。即使正向偏置電壓高于整流二極管的VF，由于整流二極管存在導(dǎo)通延遲，因此電流也不會開始流動，漏極電壓上升至高于“輸出電壓+VF”的電壓。經(jīng)過數(shù)ns的導(dǎo)通延遲后，整流二極管變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)，電感電流開始向輸出電容器充電。

輸出電容器和布線中的電感分量

由于整流二極管的導(dǎo)通延遲，已上升至高于輸出電壓電位的VSW被施加給輸出電容器，因電位差很大，輸出電容器開始被快速充電。在此之前，輸出電容器一直通過放電向負(fù)載提供電流，但從此時開始將通過電感電流進(jìn)行充電。從放電到充電，流經(jīng)電容器的電流以納秒級的速度改變?yōu)橄喾吹姆聪?。電容器的電感分量ESL為數(shù)nH～數(shù)十nH，但根據(jù)由充放電電流的變化值ΔI（以A為單位）和變化速度ΔT（以ns為單位）組成的公式ΔV=ΔI×L/ΔT，在ΔT的時間內(nèi)會發(fā)生反電動勢ΔV，輸出電容器中也會產(chǎn)生高電壓。因此，輸出電容器會在整流二極管剛剛導(dǎo)通后立即產(chǎn)生尖峰狀的高電壓。

低邊開關(guān)的輸出容量和振鈴

COSS被充電，達(dá)到輸出電容器中也會產(chǎn)生的尖峰狀高電壓的程度，然后COSS中存儲的能量被釋放并流入輸出電容器，并以磁能的形式存儲在電感分量ESL中。當(dāng)COSS的電壓通過放電下降到VOUT的電位時，電位差消失，ESL中的磁能停止增加，利用ESL此前積蓄的磁能，進(jìn)入恒流狀態(tài)，繼續(xù)從COSS中吸取電荷，COSS的電壓降至VOUT以下。隨著COSS電壓的降低，ESL的磁能減少，當(dāng)磁能達(dá)到0時，COSS停止放電。此時COSS的電位低于VOUT，電流從輸出電容反向流向低邊開關(guān)的COSS，并對COSS充電，同時ESL中開始積蓄與先前方向相反的磁能。此后，能量在低邊開關(guān)的COSS和輸出電容器ESL之間的反復(fù)移動，并產(chǎn)生因電壓和電流的往復(fù)而導(dǎo)致的振蕩狀態(tài)。嚴(yán)格來講，電感分量是由ESL與流過該充放電電流的環(huán)路的電感分量之和L值以及低邊開關(guān)的COSS引起的LC諧振，諧振頻率FZ為　FZ=1/2π√(L×COSS)。

電感分量總計(jì)為數(shù)nH，COSS的容量為數(shù)十～數(shù)百pF，因此該諧振頻率通常在數(shù)十～數(shù)百M(fèi)Hz的范圍內(nèi)。開關(guān)節(jié)點(diǎn)和輸出電容器處產(chǎn)生的振鈴會成為高頻噪聲，該噪聲會通過電源輸出線傳播并造成負(fù)載電路誤動作等故障。

低邊開關(guān)導(dǎo)通時的工作

在低邊開關(guān)剛要導(dǎo)通前，“輸出電壓＋VF”的電壓會被施加給低邊開關(guān)的漏極，整流二極管（即高邊開關(guān)）中流過電感電流。從這里開始，當(dāng)?shù)瓦呴_關(guān)向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)變時，流向輸出的電感器電流會從高邊開關(guān)流向低邊開關(guān)。VSW電壓開始下降至GND電位，整流二極管（高邊開關(guān)）變?yōu)榉聪蚱脿顟B(tài)。由于在此之前流過二極管的電流使二極管的結(jié)點(diǎn)處存在自由電子和空穴，因此即使二極管處于反向偏置狀態(tài)也不會立即變?yōu)榻刂範(fàn)顟B(tài)，在很短的時間內(nèi)有反向電流流過。該電流稱為“反向恢復(fù)電流”，該電流使輸出環(huán)路中流過電流高速變化的反向電流。

當(dāng)反向恢復(fù)電流結(jié)束時，二極管因反向偏壓狀態(tài)而變?yōu)榻刂範(fàn)顟B(tài)，通過PN結(jié)的耗盡層，成為電容量較小的電容器。當(dāng)高邊開關(guān)采用FET同步整流方式時，F(xiàn)ET具有寄生二極管，因此存在“耗盡層+源極和漏極間的物理結(jié)構(gòu)+柵極電容”形成的電容COSS。充電電流會隨著反向恢復(fù)電流流向這些電容。由高邊開關(guān)的電容和輸出環(huán)路的電感分量組成的LC諧振電路中，會產(chǎn)生將反向流動的電流作為能量源的高頻噪聲。

接下來介紹第二個主題“升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中高頻噪聲的抑制方法”。

關(guān)于如何降低升壓電源中產(chǎn)生的高頻噪聲，將分“通過減少諧振能量和電感量來降低高頻噪聲”、“提高導(dǎo)通速度和盡可能減小反向恢復(fù)電流”、“盡可能減小輸出環(huán)路中的電感分量”、“通過元器件配置和圖案設(shè)計(jì)盡可能減小輸出環(huán)路面積”和“諧振無法降為零，因此增加LC濾波器”幾部分進(jìn)行說明。

通過減少諧振能量和電感量來降低高頻噪聲

要想降低高頻噪聲，就需要減少引發(fā)低邊開關(guān)ON/OFF時振鈴的能量。另外，當(dāng)能量在電感分量和電容分量之間傳遞時，會引發(fā)LC諧振，因此如果沒有電感或電容，就不會發(fā)生諧振。減少輸出環(huán)路的電感分量即可減少所積蓄的能量，從而可以減小LC諧振并降低高頻噪聲。

提高導(dǎo)通速度和盡可能減小反向恢復(fù)電流

要想減少引發(fā)低邊開關(guān)關(guān)斷時振鈴的能量，需要減少開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓VSW的過沖。要想減少高邊開關(guān)的導(dǎo)通延遲，需要選擇導(dǎo)通延遲較小的高速二極管。

要想減少低邊開關(guān)導(dǎo)通時產(chǎn)生的振鈴能量，需要減小反向恢復(fù)電流。如果是輸出電壓較低的二極管整流，則需要使用肖特基勢壘二極管。與PN結(jié)硅二極管不同，肖特基勢壘二極管由于不使用空穴進(jìn)行整流，因此不會流過反向恢復(fù)電流，并且其VF也低于硅二極管，效率也更高。但反向偏壓時反向流動的漏電流比硅二極管的要大，因此當(dāng)輸出電壓較高且在高溫環(huán)境下使用時，需要注意防止熱失控。如果輸出電壓高達(dá)數(shù)百伏，由于反向耐壓和熱失控問題而無法使用肖特基勢壘二極管，則可以使用快恢復(fù)二極管，它是硅二極管的一種，其反向恢復(fù)電流較小。雖然快恢復(fù)二極管的VF比普通硅二極管要高，但在輸出電壓較高的情況下，對效率下降的影響很小。

在采用二極管整流方式的情況下，選擇二極管時需要注意的是，同步整流時高邊開關(guān)所用的FET中有寄生二極管，并且無法從FET中去除，因此無法更換為高性能的二極管。死區(qū)時間內(nèi)有電流流過寄生二極管，但寄生二極管相當(dāng)于PN結(jié)硅二極管，其作為二極管的特性并不好。因此，在采用同步整流方式時，需要通過盡可能縮短死區(qū)時間，并控制柵極驅(qū)動時序使流過二極管的電流盡可能小，從而使導(dǎo)通延遲和反向恢復(fù)電流盡可能小。

盡可能減小輸出環(huán)路中的電感分量

高邊開關(guān)導(dǎo)通后，高速脈沖電流流入輸出電容器。但是，受輸出電容器的ESL影響會產(chǎn)生反電動勢，在輸出電容器中也會產(chǎn)生脈沖狀高電壓，其后流過的電流會使磁能積蓄在ESL中并成為諧振的能量源。通過選擇ESL低的產(chǎn)品作為輸出電容器，可以降低脈沖電壓的峰值，另外由于積蓄的能量減少而可以減少諧振，最終可以降低高頻噪聲。但是，由于升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器需要高耐壓且大容量的電容器，這會導(dǎo)致其物理尺寸較大，因而很難找到ESL小的電容器。在這種情況下可以考慮并聯(lián)容量為1/N的N個電容器，而不是使用1個大容量電容器。這樣通過減小每個電容器的尺寸來降低ESL，并且通過并聯(lián)連接將ESL進(jìn)一步降低至1/N。然而，這種方法雖然有效，卻會因數(shù)量N的增加而導(dǎo)致元器件綜合成本上升，存在成本問題。

此外，還可以通過增加小容量的小型陶瓷電容器來降低輸出環(huán)路中的ESL。高邊開關(guān)導(dǎo)通時，在輸出電容器中產(chǎn)生的高速電流波動存在時間為數(shù)ns～數(shù)十ns。如果流過的電流為幾安培，則其電荷量僅為100nC左右，因此，即使是低于1μF的小容量電容器，只要ESL低，接收到這個量的電荷量也不會發(fā)生較大的電壓上升情況。當(dāng)然，具體情況也會因電感電流的大小而異，但對于小容量電源而言，可以考慮在高邊開關(guān)的輸出側(cè)和低邊開關(guān)的接地側(cè)之間配置0.1μF左右的小型陶瓷電容器，在配置時要使這兩側(cè)之間的距離盡可能短。這樣就無需經(jīng)由輸出電容器的較大ESL了，從而可以更大程度地減少輸出環(huán)路的電感分量。

通過元器件配置和圖案設(shè)計(jì)盡可能減小輸出環(huán)路面積

在輸出環(huán)路的電感分量中，輸出電容器的ESL所占比例最大。通過并聯(lián)小容量的小型陶瓷電容器，可以大幅降低ESL帶來的電感量。然而，連接元器件的電路板圖案布線也會產(chǎn)生電感量，輸出環(huán)路本身也會成為一圈電感。通過盡可能減小元器件之間的布線距離，可以減少布線產(chǎn)生的電感量。另外，一個輸出環(huán)路本身具有的電感量與環(huán)路面積是成正比的，因此在設(shè)計(jì)元器件布局時應(yīng)盡量減小環(huán)路面積。另外，還可以通過擴(kuò)展元器件之間布線的圖案寬度來填充環(huán)路內(nèi)的空間，從而使環(huán)路面積更小。

此外，輸出環(huán)路中會產(chǎn)生諧振并流過諧振電流，流經(jīng)環(huán)路的高頻諧振電流會在周圍空間形成高頻變化的磁場。這種高頻變化的磁場可能會成為EMI（電磁干擾）并在空間中傳播，使噪聲向周圍擴(kuò)散。流經(jīng)環(huán)路的高頻電流所產(chǎn)生的空間磁場的強(qiáng)度也與環(huán)路面積成正比?？s小環(huán)路面積不僅可以減少產(chǎn)生的噪聲量，還可以減少輻射到空間中的EMI，因此盡可能減少環(huán)路面積是噪聲對策中非常重要的措施。

諧振無法降為零，因此增加LC濾波器

低邊開關(guān)FET的COSS無法降為零，輸出環(huán)路的電感分量也無法降為零，加上開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷速度越來越快，所以無法完全消除高頻噪聲。有一種方法可以有效防止輸出中產(chǎn)生的高頻噪聲傳輸?shù)截?fù)載電路中，即在電源輸出線路中插入LC低通濾波器。這種LC低通濾波器使用了可有效消除幾百M(fèi)Hz頻段噪聲的鐵氧體磁珠，以及在幾百M(fèi)Hz頻段具有低ESL特性的1000pF級小型陶瓷電容器。

尤其是鐵氧體磁珠，其在高頻下的阻抗大部分是電阻分量，能夠通過電阻分量以焦耳熱的形式消耗高頻電能，因此是非常有效的降噪部件。

審核編輯：黃飛

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