設(shè)計(jì)電源時(shí)，工程師常常會(huì)關(guān)注與MOSFET導(dǎo)通損耗有關(guān)的效率下降問(wèn)題。在出現(xiàn)較大RMS電流的情況下， 比如轉(zhuǎn)換器在非連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）下工作時(shí)，若選擇Rds（on）較小的MOSFET，芯片尺寸就會(huì)較大，從而輸入電容也較大。也就是說(shuō)，導(dǎo)通損耗的減小將會(huì)造成較大的輸入電容和控制器較大的功耗。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率提高時(shí)，問(wèn)題將變得更為棘手。

圖1 MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的典型柵電流

圖2 MOSFET中的寄生電容

圖3 典型MOSFET的柵電荷

圖4 基于專(zhuān)用控制器的簡(jiǎn)單QR轉(zhuǎn)換器

圖5 ZVS技術(shù)消除米勒效應(yīng)

MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的典型柵電流如圖1所示。在導(dǎo)通期間，流經(jīng)控制器Vcc引腳的峰值電流對(duì)Vcc充電;在關(guān)斷期間，存儲(chǔ)的電流流向芯片的接地端。如果在相應(yīng)的面積上積分，即進(jìn)行篿gate（t）dt，則可得到驅(qū)動(dòng)晶體管的柵電荷Qg 。將其乘以開(kāi)關(guān)頻率Fsw，就可得到由控制器Vcc提供的平均電流。因此，控制器上的總開(kāi)關(guān)功率（擊穿損耗不計(jì)）為：

Pdrv = Fsw×Qg×Vcc （1）

如果使用開(kāi)關(guān)速度為100kHz的12V控制器驅(qū)動(dòng)?xùn)烹姾蔀?00nC的MOSFET，驅(qū)動(dòng)器的功耗即為100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。

MOSFET的物理結(jié)構(gòu)中有多種寄生單元，其中電容的作用十分關(guān)鍵，如圖2所示。產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中的三個(gè)參數(shù)采取如下定義：當(dāng)源-漏極短路時(shí)，令Ciss = Cgs + Cgd;當(dāng)柵-源極短路時(shí)，令Coss = Cds + Cgd;Crss = Cgd。

驅(qū)動(dòng)器實(shí)際為柵-源極連接。當(dāng)斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時(shí)（如驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓），將會(huì)增大電容內(nèi)的電流：

I=C×dV/dt （2）

因此，向MOSFET施加電壓時(shí)，將產(chǎn)生輸入電流Igate = I1 + I2，如圖2所示。在右側(cè)電壓節(jié)點(diǎn)上利用式（2），可得到：

I1=Cgd×d（Vgs-Vds）/dt=Cgd×（dVgs/dt-dVds/dt） （3）

I2=Cgs×d（Vgs/dt） （4）

如果在MOSFET上施加?xùn)?源電壓Vgs，其漏-源電壓Vds 就會(huì)下降（即使是呈非線性下降）。因此，可以將連接這兩個(gè)電壓的負(fù)增益定義為：

Av=-dVds/dVgs （5）

將式（5）代入式（3）和式（4）中，并分解 dVgs/dt，可得：

I1=Cgd×dVgs/dt×（1-dVds/dVgs）=Cgd×dVgs/dt×（1-Av） （6）

在轉(zhuǎn)換（導(dǎo)通或關(guān)斷）過(guò)程中，柵-源極的總等效電容Ceq為：

Igate=（Cgd×（1-Av）+Cgs）×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt （7）

式中（1-Av）這一項(xiàng)被稱(chēng)作米勒效應(yīng)，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當(dāng)柵-漏電壓接近于零時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生米勒效應(yīng)。典型功率MOSFET的柵電荷如圖3所示，該圖通過(guò)用恒定電流對(duì)柵極充電并對(duì)柵-源電壓進(jìn)行觀察而得。根據(jù)式（6），當(dāng)Ciss突然增大時(shí)，電流持續(xù)流過(guò)。但由于電容急劇增加，而相應(yīng)的電壓升高dVgs卻嚴(yán)重受限，因此電壓斜率幾乎為零，如圖3中的平坦區(qū)域所示。

圖3也顯示出降低在轉(zhuǎn)換期間Vds（t）開(kāi)始下降時(shí)的點(diǎn)的位置，有助于減少平坦區(qū)域效應(yīng)。Vds=100V時(shí)的平坦區(qū)域?qū)挾纫萔ds=400V時(shí)窄，曲線下方的面積也隨之減小。因此，如果能在Vds等于零時(shí)將MOSFET導(dǎo)通，即利用ZVS技術(shù)，就不會(huì)產(chǎn)生米勒效應(yīng)。

在準(zhǔn)諧振模式（QR）中采用反激轉(zhuǎn)換器是消除米勒效應(yīng)較經(jīng)濟(jì)的方法， 它無(wú)需在下一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)使開(kāi)關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)，只要等漏極上的自然振蕩將電壓逐漸降至接近于零。與此同時(shí)，通過(guò)專(zhuān)用引腳可以檢測(cè)到控制器再次啟動(dòng)了晶體管。通過(guò)在開(kāi)關(guān)打開(kāi)處反射的足夠的反激電壓（N×［Vout+Vf］），即可實(shí)現(xiàn)ZVS操作，這通常需要800V（通用范圍）的高壓MOSFET?；?a href="http://www.delux-kingway.cn/tags/安森美/" target="_blank">安森美的NCP1207的QR轉(zhuǎn)換器如圖4所示，它可以直接使用高壓電源供電。該轉(zhuǎn)換器在ZVS下工作時(shí)的柵-源電壓和漏極波形如圖5所示。

總之，如果需要Qg較大的MOSFET，最好使反激轉(zhuǎn)換器在ZVS下工作，這樣可以減少平均驅(qū)動(dòng)電流帶來(lái)的不利影響。這一技術(shù)也廣泛應(yīng)用于諧振轉(zhuǎn)換器中。

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