一、引言
獨學而無友,則孤陋而寡聞。EMC是一個綜合性學科,其涉及的知識面縱、廣、深,僅僅靠公司內(nèi)部團隊的封閉式的項目交流,團隊能力很難達到更高的level,也會阻礙EMC工程師們成長。目前很多企業(yè)中EMC工程師都處于疲于奔命的項目交付上,很難靜下心來與公司團隊外的大牛們進行溝通交流,使得EMC工程師只具備應付項目的能力,而缺乏了第一性原理的分析。感謝電磁兼容EMC公眾號這個平臺,能夠把工作中經(jīng)歷過的好玩的有趣的案例整理出來,與眾者探討,共同學習與成長。
二、概述
PWM控制型IGBT工作在斬波模式,使得IGBT本身自帶干擾源屬性,自擾與互擾系統(tǒng)中的其他設備。隨著近幾年功率半導體器件的發(fā)展,像SIC、GAN等半導體器件的出現(xiàn),提升開關速率降低了損耗,但卻帶來了EMI的巨大挑戰(zhàn)。以三相AC380V輸入驅動器的輕載低頻運行為例,其整流母線電壓為DC513V左右,Vce的turn on/off時間達到了ns級,產(chǎn)生dv/dt約為幾KV/us ~幾十KV/us,dv/dt在回路中產(chǎn)生的共模噪聲電流為幾十A甚至100A以上,嚴重干擾周圍設備,僅從路徑上去抑制,需要付出巨大的濾波成本,所以IGBT的EMI抑制一直是業(yè)界的關注點。
1. 驅動器共模噪聲的回路示意圖
參見圖1
圖1 干擾路徑示意圖
圖2 Cm測量示意圖
濾波電容:X電容Cx和Y電容Cy;
分布電容:以電機繞組與機殼地分布電容Cm為主,其他分布電容未畫出。
共模噪聲電流:Icm。
2. 驅動器噪聲電流及場強估算
示例:Cx=1uf,Cy=0.1uf,Cm=10nf,Vdc=500V,Tr=50ns,電機線長度1m。
1) Icm估算
Icm = C回路*dV/dt
= 100A;
注:上式中C回路 ≈ Cm。
圖3 Icm電流波形示意圖
2) 3m遠處共模輻射場強估算
≈90dB(uv/m)
其中 :
E:電場強度(V/m)
f :電流的頻率(MHz)
L:電纜的長度(m)
I :電流的強度(mA)
r :測試點到電流環(huán)路的距離(m)
由估算結果可知,共模電流峰值達到了百安級,3m遠處電場強度達到了90dB,在產(chǎn)品認證及實際應用中需要付出更多的抑制代價。
三、原理分析
1. 驅動器共模噪聲機理分析[1-3]
(a) 共模電壓等效簡化電路
(b) Vcm共模電壓波形示意圖
圖4 共模噪聲機理分析
三相PWM脈沖之和不為0而形成的四電平階梯波是產(chǎn)生驅動器共模干擾的本質原因。共模電壓: 。
2. IGBT的Vce頻譜特性
驅動器IGBT的Vce波形與頻譜特性參見圖5。
(a)Vce梯形波 (b)梯形波頻譜
圖5Vce梯形波頻譜示意圖
改變Vce的高頻部分的頻譜特性有二種方法:
1) 改變幅值(圖5:B→A,使得f3→f1偏移),示例圖6[3];
圖6 幅值對頻譜的影響
2) 改變turn on/off時間(圖5:1/πtr→1/πtr1,使得 f1→f2偏移),示例圖7[3];
圖7 tr時間對頻譜的影響
在實際應用中很難去改變幅值,所以把改變Vce頻率特性的重任交給了turn on/off時間(也就是改變Vce的dv/dt)。
3. Vce的dv/dt研究現(xiàn)狀
dv/dt設計離不開驅動電路,近些年圍繞著驅動電路的研究進行簡述說明:
1) 有源門極控制型驅動電路,參見圖8[4]。
圖8 有源驅動電路示意圖
有源驅動型在實際應用中turn on/off時間過長,改善了EMI的同時增大了損耗;
2) 高斯波控制型驅動電路,參見圖9[5]。
圖9 Gaussian S-shaping驅動電路示意圖
高斯波控制使得Vce的turn on/off邊沿高斯化,改善了EMI并權衡了損耗,但使得Vce波形階梯式變化且控制較復雜。
3) 驅動電路中各參數(shù)對dv/dt及EMI的影響,參見圖10[6]。
圖10 電阻電感驅動電路示意圖
僅分析驅動電路電感和電阻參數(shù)對dv/dt的影響,沒有從dv/dt動態(tài)調(diào)整角度進行說明;
4) 可調(diào)驅動電阻型驅動電路,參見圖11[7],。
圖11 可調(diào)驅動電阻的驅動電路示意圖
可調(diào)驅動電阻電路通過采集管電壓和管電流波形來實時調(diào)節(jié)驅動電阻,可獲得較好的動態(tài)調(diào)節(jié),但電流變化采集用電感的加入,會引入諧振風險;
5) dv/dt驅動周期變化規(guī)律, 參見圖12[1]。
圖12 輸出電流一個周期內(nèi)的dv/dt變化
對dv/dt與輸出電流的周期性變化進行了測試說明,但沒有進行動態(tài)調(diào)節(jié)方法的說明。
4. dv/dt與損耗的分析
IGBT模塊的turn on與turn off計算方法相同,圖13給出了開關瞬態(tài)電壓、電流波形及turn on過程的損耗計算公式[8]。
圖13 開關損耗示意圖
為直觀說明損耗與dv/dt關系,參見圖14[1]。
圖14 損耗與dv/dt關系
在實際產(chǎn)品設計中要權衡dv/dt與損耗的關系,驅動參數(shù)越大,turn on/off時間越長,帶來損耗越大需要更大的散熱成本。
四、dv/dt與EMI和開關損耗優(yōu)化設計的新方法探討
通過文獻[1]和文獻[7]對dv/dt與EMI研究的基礎上,針對Vce邊沿交錯控制與dv/dt在線調(diào)整方法的分析說明,詳細如下。
1. 運行過程中的dv/dt特性分析
1)波形邊沿疊加特性
驅動器類IGBT控制方式有無PG V/f 控制、帶PG V/f控制、無PG矢量控制、帶PG矢量控制等等不同的控制方式和術語描述,總結來說為三大類:VF、開環(huán)矢量、閉環(huán)矢量控制。不同的控制方式發(fā)波方式會有所差別。同時抓取上橋T1、T3、T5的Vce波形,來綜合說明驅動器運行過程中的Vce的發(fā)波模式,參見圖15。
圖15 發(fā)波模式示意圖
模式1:剛啟動或0HZ運行時,三個管子的邊沿(上升沿或下降沿)重疊在一起。
模式2:隨著運行頻率的增加,三個管子波形逐漸錯開,兩個管子的邊沿(上升沿或下降沿)重疊在一起。
模式3:速度穩(wěn)定時,三個管子邊沿交錯開,無疊加出現(xiàn);
VF模式控制:模式1和模式2;
其他模式控制:模式2和模式3。
◆干擾影響分析
干擾電流峰值:把單管噪聲電流記為Icm=C回路*dV/dt,所以,模式1峰值干擾電流相當為3*Icm、模式2峰值干擾電流為2*Icm、模式3峰值干擾電流相當為1*Icm。
◆干擾強度比較
因工作在模式1和模式2,所以VF控制下的噪聲量級比其他控制方式下的更強,特別是0HZ或低頻運行時。
2)同一驅動參數(shù)下dv/dt隨輸出電流變化的特性
參見圖12所示,turn on (下降沿)與turn off(上升沿)的dv/dt的特性總結如下:
◆上升沿與下降沿在電流過零點處的dv/dt最大;
◆上升沿的dv/dt在電流正半周比在負半周大;
◆上升沿的dv/dt在電流正半周內(nèi)隨電流的增大逐漸變小,電流最大時dv/dt最??;
◆下降沿的dv/dt在電流負半周比在正半周大;
◆下降沿的dv/dt在電流負半周內(nèi)隨電流絕對值變大逐漸變小,電流絕對值最大時dv/dt最小;
◆上升沿的dv/dt在電流負半周期內(nèi)隨電流絕對值變大而變大;
◆下降沿的dv/dt在電流正半周期內(nèi)隨電流變大而變大。
2. IGBT Vce噪聲源抑制方法
經(jīng)過以上分析,有以下四種抑制方法:
1)0HZ或低頻不發(fā)波,或啟動頻率提高(如1HZ以上才發(fā)波)----各廠家已應用;
2)降低五段發(fā)波與七段發(fā)波的運行切換點,降低有效發(fā)波次數(shù)----各廠家已應用;
3)Vce邊沿交錯控制最小化dv/dt,使得干擾電流峰值最低,同時對損耗沒有影響;
4) Vce邊沿變緩設計
a) 固定參數(shù)設計----應用較多,一般負載越重開關損耗越大,與EMI互為矛盾點,需要權衡;
b) dv/dt在線調(diào)整控制,最優(yōu)化EMI與損耗的折中設計。
3. Vce邊沿交錯控制
邊沿交錯控制的本質是增大各個管子開通關斷的時間間隔,使得各個電壓波形邊沿不重疊,降低dv/dt,從而減小干擾。
1) 設計點:改變死區(qū)時間來完成邊沿交錯的控制,但要注意時間不宜過大,一般錯開共模電流第一個波峰寬度就可以了,參見圖3和圖16所示。
圖16邊沿交錯控制示意圖
2) 負面影響:因死區(qū)時間的調(diào)節(jié)控制,可能帶來驅動器輸出電流的非正玄化,需要額外的手段進行正玄化的處理。
3) 應用場合:特定場合。
4. dv/dt在線調(diào)整控制
因電機負載的電感特性,使得IGBT開關動作時,電流不會立即降為零,需要等到CE兩級的載流子逐漸消失后,才能徹底的關斷,電感中的電流變化影響著IGBT的turn on與turn off時間。線調(diào)整控制的本質是找到dv/dt與輸出電流的周期性變化規(guī)律,從而設計出適合的驅動參數(shù),使得EMI與損耗最優(yōu)化。實際測試中也發(fā)現(xiàn)dv/dt與驅動參數(shù)及輸出電流大小等因素相關。
◆驅動器不接電機,dv/dt測量很穩(wěn)定,在不同運行頻率下測得的結果都一樣;
◆驅動器接電機(空載與加載),dv/dt隨電流的變化而變化。在相同的IGBT的g極驅動參數(shù)下,電流越大dv/dt越小。
1) 設計點:由變化過程中過零點為dv/dt最大點,保證過零點dv/dt滿足EMI要求,再根據(jù)輸出不同電流動態(tài)調(diào)整dv/dt,使得趨近于過零點的dv/dt。其驅動控制電路示意圖參見圖17,dv/dt的驅動參數(shù)設計方向參見圖18。
圖17驅動控制電路示意圖
(a)上升沿dv/dt設計
(b)下降沿dv/dt設計
圖18 dv/dt設計方向
dv/dt在線調(diào)整控制的優(yōu)點:
◆dv/dt在整個周期內(nèi)為滿足EMI需求的最大值,大大減小了開關損耗,最優(yōu)化EMI與損耗的設計;
◆不需要在IGBT的E級上串如電感,而引發(fā)的諧振風險;
G級驅動部分,有以下兩種實現(xiàn)方法:
◆采用不同的驅動參數(shù)組合;
◆采用柵極電流控制芯片。
2) 負面影響:增加控制電路與電流檢測電路,成本增加,控制稍復雜。
3) 應用場合:通用。
5. 應用案例調(diào)查
1) 邊沿交錯控制技術目前了解到還沒有企業(yè)來做,未來特性場合下可能會有應用;
2) 不同驅動參數(shù)組合的動態(tài)調(diào)整,已經(jīng)有實際應用(例:某公司的深海探測器的高壓電源產(chǎn)品,解決系統(tǒng)自擾問題)。
3) 柵極電流控制芯片,在行業(yè)有應用,功率半導體驅動芯片廠家也已經(jīng)有標準品或根據(jù)客戶需求進行定制。
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