RF測試筆記是業(yè)界一線工程師們通過理論和實踐相結合的方式介紹射頻微波測試技術的專欄，主要涵蓋噪聲系數(shù)、數(shù)字調(diào)制、矢網(wǎng)、頻譜分析、脈沖信號等內(nèi)容。

在前面關于數(shù)字調(diào)制的文章中分別介紹了IQ 調(diào)制的基本理論及調(diào)制解調(diào)的數(shù)學解析及圖解過程（數(shù)字調(diào)制系列：如何理解IQ ？、數(shù)字調(diào)制系列：IQ基本理論、數(shù)字調(diào)制系列：IQ調(diào)制及解調(diào)簡述），闡述了常見的數(shù)字調(diào)制方式，并解釋了為什么經(jīng)過IQ 調(diào)制器之后帶寬會翻倍的原因。本文將著重介紹模擬IQ 調(diào)制器的特性，為后面的IQ 調(diào)制性能驗證測試作準備。

模擬IQ 調(diào)制器包含Mixer，在上變頻的過程中，勢必會產(chǎn)生鏡頻產(chǎn)物。當輸出無頻偏信號時，即信號中心頻率與調(diào)制器的LO 信號頻率相同時，相當于采用的是Zero-IF 機制，鏡頻產(chǎn)物與信號本身不可分割，即使通過濾波器也無法濾除鏡頻。慶幸的是，采用IQ調(diào)制及解調(diào)器，即使存在鏡頻產(chǎn)物，依然可以恢復出原始的IQ信號。這也是為什么模擬IQ 調(diào)制器之后不需要鏡頻抑制濾波器的原因。

由于這種正交架構，IQ 調(diào)制器本身是具有一定鏡頻抑制能力的，但是只有在輸出具有一定頻偏的信號時，即信號中心頻率與LO 信號頻率不同時，才能體現(xiàn)出鏡頻抑制特性。下面將通過一些特殊的基帶IQ 信號進行解析分析，闡述影響鏡頻抑制特性的因素，及如何改善鏡頻抑制特性。

1. IQ 信號幅度平衡性對鏡頻抑制的影響

IQ信號幅度不平衡（即幅度不同），要么是輸入至調(diào)制器的I 和Q 信號的幅度不平衡，要么是調(diào)制器具有一定的增益不平衡（即I 和Q 兩路的增益不同），這些都會影響對鏡頻的抑制能力。

令i（t）=Acoswbt，q（t）=sinwbt，則經(jīng)過IQ調(diào)制輸出的射頻信號s（t）為

s（t）=Acoswbt· coswct - sinwbt · sinwct

積化和差得

s（t）=0.5（A+1）cos（wc+wb）t + 0.5（A-1）cos（wc-wb）t

當A=1時，射頻信號中只有上邊帶（wc+wb）分量；

當A=-1時，射頻信號中只有下邊帶（wc-wb）分量；

當A≠±1時，射頻信號中同時包含上邊帶（wc+wb）和下邊帶（wc-wb）兩個分量。

以上通過解析方式介紹了IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制特性，其實通過圖解方法也可以清晰簡便地進行說明。下面考慮A=1的情況，圖1 給出了載波信號的傅里葉變換，這是雙邊帶頻譜，基帶信號經(jīng)過IQ 調(diào)制器實現(xiàn)了頻譜的搬移，圖2分別給出了調(diào)制器兩個支路上的頻譜變換情況，最終經(jīng)過合路器合路后，下邊帶分量相互抵消，只剩下上邊帶分量。

圖1. 載波信號的傅里葉變換（雙邊帶頻譜）

圖2. IQ 調(diào)制過程頻譜變換示意圖

當A≠±1時，射頻信號中同時包含上下邊帶，定義邊帶抑制比為：20lg│A+1│/│A-1│ （dB）。

如何改善鏡頻抑制能力呢？

IQ 調(diào)制器兩個支路的增益不平衡特性已經(jīng)無法調(diào)整，但是可以在基帶側通過調(diào)整I 和Q 兩路波形的幅度大小改善鏡頻抑制。矢量信號發(fā)生器VSG及任意波信號發(fā)生器AWG均提供了IQ Gain Imbalance調(diào)整參數(shù)，對其進行微調(diào)即可改善鏡頻抑制。

2. IQ 正交性對鏡頻抑制的影響

正交性包括兩個方面：（1） 基帶信號I 和Q 之間的正交性；（2） IQ 調(diào)制器兩個Mixer 的LO 信號之間的正交性。如果正交性不好，當產(chǎn)生無頻偏的數(shù)字調(diào)制信號時會帶來調(diào)制和解調(diào)的誤差（EVM、BER 惡化），另一方面在產(chǎn)生單邊帶信號時，會惡化鏡頻抑制特性。

令i（t）=cos（wbt+?），q（t）=sinwbt，則IQ 調(diào)制器輸出的射頻信號為

s（t）=cos（wbt+?）· coswct - sinwbt · sinwct

積化和差得

s（t）=0.5（1+cos?）·cos（wc+wb）t-0.5sin?·sin（wc+wb）t-0.5（1-cos?）·cos（wc-wb）t+0.5sin?·sin（wc-wb）t

對于（wc+wb）分量，令a=0.5（1+cos?），b=0.5sin?，則取θ滿足如下關系：

cosθ=a/√（ a2+b2），sinθ=b/√（ a2+b2）

類似地，對于（wc-wb）分量，令c=0.5（1-cos?），b=0.5sin?，則取θ1滿足如下關系：

cosθ1=c/√（c2+b2），sinθ1=b/√（c2+b2）

以上公式代入s（t），最終可得

s（t）=0.707√（1+cos?）·cos［（wc+wb）t+θ］+0.707√（1-cos?）·cos［（wc-wb）t-θ1］

由正交誤差?造成的鏡頻抑制度為：10lg（1+cos?）/（1-cos?） （dB）。

以上是從基帶I 和Q 信號的正交性著手分析對鏡頻抑制特性的影響，如果基帶信號理想正交，而IQ 調(diào)制器兩個Mixer 的LO 正交性不好，整個推導過程是類似的，此處不再贅述。當然，IQ 調(diào)制器的特性已經(jīng)固定，只能通過調(diào)整基帶信號的正交性改善鏡頻抑制能力。

3. IQ 調(diào)制器的載波抑制特性

IQ 調(diào)制器除了可以抑制鏡頻外，在數(shù)字調(diào)制過程中還可以抑制載波。理論上，只要模擬I 和Q 信號中沒有DC 分量，而且IQ 調(diào)制器是理想的，那么輸出的射頻寬帶信號中將沒有載波。但是實際產(chǎn)生的寬帶信號總是具有一定的載波泄露，來源于兩部分：（1） IQ 信號中包含一定的DC 分量；（2） IQ 調(diào)制器中Mixer 的LO 泄露。

對于數(shù)字調(diào)制信號而言，載波泄露是一種帶內(nèi)干擾，如果載波分量較強，將直接影響整個系統(tǒng)的通信質(zhì)量。因此，要盡量降低載波泄露。通常在基帶側微調(diào)I Offset 或者Q Offset 來改善載波抑制特性，這相當于引入DC 分量，如果設置的DC 的量和極性合適，I 和Q 兩路引起的載波泄露將相互抵消，甚至可以抵消Mixer 的LO 泄露帶來的影響。

以上介紹了IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制及載波抑制特性，這些都是IQ 調(diào)制器固有的特性，也是性能驗證測試中必測的項目。此外，IQ 調(diào)制器還有幅頻響應、三階交調(diào)等參數(shù)，這些也都是需要測試的。不同的測試項目需要不同的測試設備和測試方法，這將是后面要介紹的內(nèi)容……
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