DCM操作的特征在于，在下一個開關(guān)周期開始之前，轉(zhuǎn)換器的整流器電流降至零。在切換之前將電流減小到零將減少場效應(yīng)晶體管（FET）的耗散并減少整流器損耗，并且通常還會降低變壓器的尺寸要求。

相比之下，CCM操作將在開關(guān)周期結(jié)束時保持整流器電流導(dǎo)通。CCM操作最適合中功率到高功率應(yīng)用，但是如果您有可以使用DCM反激式的低功率應(yīng)用。

圖1：這種簡化的反激式轉(zhuǎn)換器可以在DCM或CCM中運行。

圖1顯示了簡化的反激原理圖，該原理圖可以在DCM或CCM模式下運行。此外，電路可以根據(jù)時序在模式之間切換。為了保持本文將要評估的DCM模式下的運行，關(guān)鍵組件開關(guān)波形應(yīng)具有圖2所示的特性。

當(dāng)FET Q1在占空比周期D導(dǎo)通時開始工作。T1初級繞組中的電流始終從零開始，達(dá)到由初級繞組電感，輸入電壓和導(dǎo)通時間t1設(shè)定的峰值。在此FET導(dǎo)通期間，由于T1的次級繞組極性，二極管D1被反向偏置，迫使所有輸出電流在時間段t1和t3期間由輸出電容器COUT提供。

當(dāng)在1-D期間Q1關(guān)斷時，T1的次級電壓極性反轉(zhuǎn)，這使D1可以將電流傳導(dǎo)至負(fù)載并為COUT充電。在時間t2內(nèi)，D1中的電流從其峰值線性減小到零。一旦T1的存儲能量耗盡，在t3的剩余時間段內(nèi)僅會發(fā)生殘留振鈴。這種振鈴主要是由于T1的勵磁電感以及Q1，D1和T1的寄生電容引起的。在t3期間Q1的漏極電壓中很容易看到這一點，該漏極電壓從VIN加反射的輸出電壓降回VIN，因為一旦電流停止流動，T1就無法支持電壓。（注：在t3時沒有足夠的死區(qū)時間，可能會發(fā)生CCM操作。）CIN和COUT中的電流與Q1和D1中的電流相同，但是沒有DC偏移。

圖2中的陰影區(qū)域A和B突出顯示了t1和t2期間變壓器的伏微秒乘積，必須保持平衡以防止飽和。區(qū)域“ A”代表（Vin / Nps）×t1，而“ B”代表（Vout + Vd）×t2，均參考次級側(cè)。Np / Ns是變壓器的初級與次級匝數(shù)比。

圖2 DCM反激式的關(guān)鍵電壓和電流開關(guān)波形包括設(shè)計人員必須指定的幾個關(guān)鍵參數(shù)。

表1詳細(xì)列出了相對于CCM的DCM操作特性。DCM的一個關(guān)鍵屬性是，較低的初級電感會降低占空比，而與變壓器的匝數(shù)比無關(guān)。此屬性使您可以限制設(shè)計的最大占空比。如果您嘗試使用特定的控制器或保持在特定的開啟或關(guān)閉時間限制內(nèi)，那么這可能很重要。較低的電感，這需要較低的平均能量存儲（盡管具有較高的峰值FET電流），通常還會導(dǎo)致允許使用比CCM設(shè)計所需的變壓器更小的變壓器。

DCM的另一個優(yōu)點是，該設(shè)計消除了標(biāo)準(zhǔn)整流器中的D1反向恢復(fù)損耗，因為在t2結(jié)束時電流為零。反向恢復(fù)損耗通常表現(xiàn)為Q1功耗的增加，因此消除反向損耗可以減小開關(guān)晶體管上的應(yīng)力。在更高的輸出電壓下，這樣做的好處變得越來越重要，其中，隨著額定電壓更高的二極管，整流器的反向恢復(fù)時間會增加。

表1 DCM反激設(shè)計相對于CCM設(shè)計既有優(yōu)點也有缺點。

開發(fā)人員在開始設(shè)計時將需要了解幾個關(guān)鍵參數(shù)，以及基本的電氣規(guī)范。首先選擇開關(guān)頻率（fsw），最大期望工作占空比（Dmax）和估計的目標(biāo)效率。然后，公式1在時間t1上計算為：

接下來，使用等式2估算變壓器的峰值初級電流Ipk。對于等式2中的FET的導(dǎo)通電壓（Vds_on）和電流檢測電阻器電壓（VRS），假定適合您設(shè)計的小壓降，例如0.5 V。您可以稍后更新這些電壓降。

公式3根據(jù)圖2中的面積A和B計算出所需的變壓器匝數(shù)比Np / Ns：

其中，x是t3所需的最小空閑時間（從x = 0.2開始）。

如果要更改Np / Ns，請調(diào)整Dmax并再次進(jìn)行迭代。

接下來，使用公式4和5計算Q1（Vds_max）和D1（VPIV_max）的最大“平頂”電壓：

由于這些元件通常會因變壓器漏感而產(chǎn)生振鈴，因此，經(jīng)驗法則是期望實際值比公式4和5預(yù)測的值高10-30％。如果Vds_max高于預(yù)期，則減小Dmax將降低它，但是VPIV_max將增加。確定哪個組件電壓更為關(guān)鍵，并在必要時再次進(jìn)行迭代。

使用公式6計算t1_max，該值應(yīng)近似于公式1：

使用公式7計算所需的最大初級電感：

如果選擇的電感比公式7所示的電感小，則可通過進(jìn)行必要的迭代來增大x并減小Dmax，直到Np / Ns和Lpri_max等于所需值。

您現(xiàn)在可以在公式8中計算Dmax：

并分別使用公式9和10計算最大Ipk及其最大均方根（RMS）值：

根據(jù)所選控制器的電流檢測輸入最小電流限制閾值Vcs計算允許的最大電流檢測電阻值（公式11）：

使用公式9和RS中為Ipkmax計算的值來驗證公式2中的FET Vds和感測電阻器VRS的假定壓降是否接近；如果明顯不同，則再次進(jìn)行迭代。

使用公式12和13從公式10計算RS的最大功耗和Q1的傳導(dǎo)損耗：

FET開關(guān)損耗通常在Vinmax處最高，因此最好使用公式14計算整個VIN范圍內(nèi)的Q1開關(guān)損耗：

其中Qdrv是FET的總柵極電荷，Idrv是預(yù)期的峰值柵極驅(qū)動電流。

公式15和16通過FET的非線性Coss電容的充電和放電來計算總功率損耗。公式15中的被積應(yīng)與0V與其實際工作Vds之間的實際FET的Coss數(shù)據(jù)手冊曲線緊密匹配。在高電壓應(yīng)用中或使用Coss值較大的非常低的RDS（on）FET時，Coss損耗通常最大。

FET總損耗可通過將公式13，公式14和公式16的結(jié)果相加得出。

公式17表明，該設(shè)計中的二極管損耗將大大簡化。確保選擇一個額定用于次級峰值電流的二極管，該二極管通常比IOUT大得多。

通常選擇輸出電容作為公式18或19中的較大者，這些公式基于紋波電壓和等效串聯(lián)電阻（公式18）或負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（公式19）計算電容：

其中?IOUT是輸出負(fù)載電流的變化，?VOUT是允許的輸出電壓偏移，而fBW是轉(zhuǎn)換器的估計帶寬。

公式20計算輸出電容器RMS電流為：

公式21和22估算輸入電容器的參數(shù)為：

其中VOUT1和Ns1是穩(wěn)定的輸出電壓。

變壓器初級RMS電流與公式10中的FET RMS電流相同；變壓器次級RMS電流如公式27所示。變壓器鐵芯必須能夠處理Ipk而不會飽和。您也應(yīng)該考慮核心損失，但這超出了本文的范圍。

編輯：hfy