反激式是最為廣泛采用的隔離式電源拓撲結(jié)構(gòu)，因為它可以用一個低邊開關晶體管和有限的外部元件數(shù)提供多個隔離輸出。不過，反激式電源也存在一些特殊性，如果設計人員沒有充分理解并對其進行分析，就可能限制它的整體表現(xiàn)。

針對這種拓撲結(jié)構(gòu)的系列文章將以非常簡單的數(shù)學方法揭去所有反激式電源設計的神秘面紗，指導設計人員完成一個良好優(yōu)化的設計。

反激式轉(zhuǎn)換器

根據(jù)應用的不同，直流-直流應用（DC/DC應用）可能需要多個輸出，而且需要輸出隔離。此外，輸入與輸出的隔離可能需要符合安全標準或提供阻抗匹配。

隔離式電源不僅可以防止用戶接觸到潛在的致命電壓和電流，而且具有性能優(yōu)勢。利用中斷接地回路，隔離式電源可以保持儀器精度，并可以在不犧牲總線益處的條件下很容易通過負電源總線提供正穩(wěn)壓電壓。

對設計人員來說，反激式拓撲結(jié)構(gòu)歷來是輸出功率100W以下的電源隔離式轉(zhuǎn)換器的首選。這種拓撲結(jié)構(gòu)只需要一個磁性元件和一個輸出整流管，因而具有簡單和低成本的優(yōu)勢，同時它也可以輕松實現(xiàn)多路輸出。

而反激式拓撲結(jié)構(gòu)的缺點是：它需要一個高容值的輸出電容，功率開關管和輸出二極管的電流應力較高，氣隙區(qū)渦流損耗較高，變壓器鐵芯較大以及可能存在的EMI問題。

反激式轉(zhuǎn)換器源于降壓-升壓拓撲結(jié)構(gòu)，其主要缺點是：只有在開關MOSFET導通時間內(nèi)，該轉(zhuǎn)換器才從源極收集能量。在后來的關斷期間，來自一次側(cè)繞組的這種能量從電感傳遞到輸出端。這是反激式和降壓-升壓拓撲結(jié)構(gòu)的獨特特點。（圖1）

圖1：運行在連續(xù)傳導模式下的典型反激式電源

圖2：典型反激式轉(zhuǎn)換器的利用因數(shù)與占空比的關系，最大化利用因數(shù)的占空比為30-40％。

一次側(cè)電流和二次側(cè)電流同時流過時，反激式變壓器并不像傳統(tǒng)變壓器那樣正常工作，實際上只有一小部分能量（磁化能量）被存儲在變壓器中。反激式變壓器更像是同一鐵芯上的多個電感器，而非一個典型的變壓器。理想的情況是，變壓器并不存儲能量，所有的能量都在瞬間從一次側(cè)轉(zhuǎn)移到二次側(cè)。

反激式變壓器可用作儲能裝置，能量存儲在鐵芯的氣隙或坡莫合金粉芯的分布式氣隙當中。

電感變壓器的設計應盡量減少漏感、交流繞組損耗和磁芯損耗。

漏感是一次側(cè)電感的一部分，未與二次側(cè)電感相互耦合。保持盡可能低的漏感十分重要，因為它會降低變壓器的效率，還會導致開關器件的漏極出現(xiàn)尖峰。漏感可被看作為存儲在變壓器中的部分能量，它不會轉(zhuǎn)移到二次側(cè)和負載。這種能量需要通過一個外部緩沖器在一次側(cè)耗散掉。

緩沖器的配置將在后面予以討論。

當MOSFET開啟且電壓施加在一次側(cè)繞組時，一次側(cè)電流線性上升。輸入電流的變化是由輸入電壓、變壓器一次側(cè)電感和導通時間決定的。在這段時間內(nèi)，能量被存儲在變壓器鐵芯中，輸出二極管D1被反向偏置，能量不會轉(zhuǎn)移到輸出負載。

當MOSFET關閉時，磁場開始下降，顛倒了一次側(cè)和二次側(cè)繞組之間的極性。D1被正向偏置，能量轉(zhuǎn)移到負載。

斷續(xù)傳導模式與連續(xù)傳導模式：

反激式轉(zhuǎn)換器像任何其他的拓撲結(jié)構(gòu)一樣有兩種不同的工作模式——斷續(xù)模式和連續(xù)模式。當輸出電流的增加超過一定值時，斷續(xù)模式設計的電路將轉(zhuǎn)為連續(xù)模式。在斷續(xù)模式下，導通時間內(nèi)存儲在一次側(cè)的所有能量都會于下一周期開始之前完全轉(zhuǎn)移到二次側(cè)和負載；而且，在二次電流達到零值和下一個周期開始間的瞬間還會有死區(qū)時間。在連續(xù)模式下，當下一個周期開始時，仍會有一些能量留在二次側(cè)。反激式轉(zhuǎn)換器可以在兩種模式下運行，但它具有不同的特征。

斷續(xù)模式 一方面具有較高的峰值電流，因此在關斷時有較高的輸出電壓尖峰。另一方面，它具有更快的負載瞬態(tài)響應，一次側(cè)電感較低，因此變壓器尺寸可以較小。二極管的反向恢復時間并不重要，因為在反向電壓施加之前正向電流為零。在斷續(xù)模式下，晶體管的開啟隨零集電極電流出現(xiàn)，降低了傳導EMI的噪聲。

連續(xù)模式 具有較低的峰值電流，并因此降低了輸出電壓尖峰。不幸的是，由于它的右半平面（RHP）零點迫使轉(zhuǎn)換器的總帶寬降低，所以其控制回路比較復雜。由于連續(xù)傳導模式對大多數(shù)應用而言是更加的選擇，因此以上僅對該模式進行了更多的細節(jié)分析。

確定反激式變壓器：繞組匝數(shù)比及其電感

設計人員不得不處理的第一個難題就是確定反激式變壓器。通常他們可以從反激式電源變壓器標準目錄中進行選擇，而無需更昂貴的定制變壓器。許多供應商都可以針對不同應用和功率大小提供完整系列的變壓器，但重要的是要了解如何選擇最合適的變壓器。

除了二次側(cè)繞組的功率大小和匝數(shù)，變壓器還可根據(jù)一次側(cè)/二次側(cè)繞組匝數(shù)比，以及一次側(cè)或二次側(cè)電感來分類。

如果忽略開關MOSFET和輸出整流二極管兩端壓降的影響，在穩(wěn)態(tài)運行條件下，導通時間（）的伏*秒應該等于關斷期間（）伏*秒：

式中：

Vin 是輸入電壓

Vout 是輸出電壓

Nps 是反激式變壓器的一次側(cè)匝數(shù)/二次側(cè)匝數(shù)匝比

那么，最大占空比的數(shù)匝比和最小輸入輸出電壓之間的直接關系是：

其中D為占空比：/開關周期。

在許多情況下，選定的最大占空比為50％，但是在寬輸入電壓范圍的應用中，重要的是要了解如何優(yōu)化以下關系：最大占空比、變壓器匝比、峰值電流和額定電壓。

反激式拓撲結(jié)構(gòu)的主要優(yōu)點之一是可以在占空比大于50％的條件下工作。最大占空比的增加降低了變壓器一次側(cè)的峰值電流，從而達到一次側(cè)銅變壓器更高利用系數(shù)的效果，并降低輸入源的紋波。同時，最大占空比的增加可增加主開關MOSFET漏源極之間的最大應力電壓，并增加二次側(cè)的峰值電流。

在開始轉(zhuǎn)換器設計之前，重要的是要了解最大占空比、變壓器一次側(cè)/二次側(cè)匝數(shù)比（Np/Ns）、一次側(cè)MOSFET的最大電壓應力、一次側(cè)和二次側(cè)最大電流之間的關系。

公式（2）給出了輸出電壓Vo和輸入電壓Vi（因為其簡單性沒有考慮Q1和二次側(cè)整流管Q2兩端的壓降）之間的主要關系。為了確保在整個輸入電壓范圍Vo的穩(wěn)壓，最大占空比可以任意選定一個《1的理論值。

然后可以計算Np/Ns：

由此選出的表示主MOSFET的漏源極之間的最大電壓，由公式（4）及公式（5）和（6）給出，分別表示了變壓器一次側(cè)和二次側(cè)的平均電流。

式中：

？ 是二次側(cè)整流二極管的正向壓降

？ 是傳導期間開關MOSFET的壓降

？ 是整體電源效率

？ 是最大輸出電流

通過最大化占空比的利用系數(shù)U（D）函數(shù)可以得到最佳占空比：

利用系數(shù)（Ui）是用輸出功率除以二次側(cè)開關MOSFET和整流二極管的總最大應力之和得出的。

圖中的兩條曲線顯示了只考慮開關MOSFET應力（藍色虛線）計算出來的利用系數(shù)，以及考慮了二次側(cè)開關MOSFET和整流二極管（紅色虛線）的利用系數(shù)。

要優(yōu)化額定輸入電壓的電源效率，一次側(cè)/二次側(cè)變壓器匝比應利用占空比來計算，以使利用系數(shù)最大化，其典型值在30-40％之間。

上面的曲線考慮的是有源元件上的理論應力電壓。在實踐中，更重要的是評估MOSFET最大應力電壓和變壓器數(shù)匝比是怎樣隨其選擇的最大占空比而變化的，并選擇一個可以在開關MOSFET的一定最大擊穿電壓內(nèi)給出“圓形（round）”匝數(shù)比值的值。

確定一次側(cè)電感

選擇一次側(cè)和二次側(cè)電感有幾個標準。

第一，選擇可以確保從滿載到某些最小負載均在連續(xù)模式運行的一次側(cè)電感。

第二，通過確定最大二次側(cè)紋波電流來計算一次側(cè)和二次側(cè)電感。

第三，計算一次側(cè)電感，以保持盡可能高的右半平面零點（RHP），從而最大限度地提高閉環(huán)穿越頻率。

在實踐中，第一個標準只用于特殊情況，而選擇的磁化電感可作為變壓器尺寸、峰值電流和RHP零點之間很好的折衷。

為了通過確定二次側(cè)最大紋波電流來計算一次側(cè)和二次側(cè)電感，可以用下式計算出二次側(cè)電感（）和一次側(cè)電感（）：

式中是開關頻率，是允許的二次側(cè)紋波電流，通常設置在約為輸出電流有效值的30-50％：

那么，等效一次側(cè)電感可從下式獲得：

如前所述，一次側(cè)電感和占空比會影響右半平面零點（RHP）。RHP增加了閉環(huán)控制特性的相位滯后，迫使最大穿越頻率不超過RHP頻率的1/4。

RHP是占空比、負載和電感的函數(shù)，可以引發(fā)和增加環(huán)路增益，同時降低環(huán)路相位裕度。通常的做法是確定最差情況的RHPZ頻率，并設置環(huán)路單位增益頻率低于RHPZ的三分之一。

在反激式拓撲結(jié)構(gòu)中，計算RHPZ的公式是：

可以選擇一次側(cè)電感來削弱這種不良效果。

圖3的曲線顯示了一次側(cè)電感對一次側(cè)和二次側(cè)電流和RHP零點的影響：隨著電感的增加紋波電流會減小，因此輸入/輸出紋波電壓和電容大小也可能減小。但增加的電感增加了變壓器一次側(cè)二次側(cè)繞組數(shù)，同時減少了RHP零點。

圖3：典型反激式設計的一次側(cè)電感與一次側(cè)和二次側(cè)電流和RHP零點的關系。

常識建議不應使用過大的電感，以免影響整個系統(tǒng)的整體閉環(huán)性能和尺寸，還有反激式變壓器的損耗。上述圖形和公式只有在連續(xù)傳導模式下的反激式運行才是有效的。

選擇功率開關MOSFET并計算其損耗

MOSFET的選擇基于最大應力電壓、最大峰值輸入電流、總功率損耗、最大允許工作溫度，以及驅(qū)動器的電流驅(qū)動能力。MOSFET的源漏擊穿（Vds）必須大于：

MOSFET的連續(xù)漏電流（Id）必須大于一次側(cè)峰值電流（，公式15）。

除了最大額定電壓和最大額定電流，MOSFET的其他三個重要參數(shù)是Rds（on）、柵極閾值電壓和柵極電容。

開關MOSFET的損耗有三種類型，即導通損耗、開關損耗和柵極電荷損耗：

？導通損耗等于損耗，因此在導通狀態(tài)下源極和漏極之間的總電阻要盡可能的低。

？ 開關損耗等于：開關時間*Vds*I*頻率。開關時間、上升時間和下降時間是MOSFET柵漏極米勒電荷Qgd、驅(qū)動器內(nèi)部電阻和閾值電壓的函數(shù)，最小柵極電壓Vgs（th）有助于電流通過MOSFET的漏源極。

？ 柵極電荷損耗是由柵極電容充電，以及隨后的每個周期對地放電引起的。柵極電荷損耗等于：頻率* Qg（tot）* Vdr

不幸的是，電阻最低的器件往往有較高的柵極電容。

開關損耗也會受柵極電容的影響。如果柵極驅(qū)動器對大容量電容充電，則MOSFET需要時間進行線性區(qū)提升，則損耗增加。上升時間越快，開關損耗越低。不幸的是，這將導致高頻噪聲。

導通損耗不取決于頻率，它還取決于和一次側(cè)RMS電流的平方：

在連續(xù)傳導模式下，反激式運行的一次側(cè)電流看起來像圖4上部所示的梯形波形。

圖4：換向期間MOSFET兩端的電流和電壓波形。

Ib等于一次側(cè)峰值電流：

Ia是從以上的公式（5）得出的平均電流，減去一半ΔIp電流為：

那么開關管的RMS電流可從下式得到：

或其迅速接近：

開關損耗（）取決于轉(zhuǎn)換期間的電壓和電流、開關頻率和開關時間，如圖4所示。

在導通期間，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側(cè)的輸出電壓，電流等于平均中間抽頭（central top）電流減去一半ΔIp：

在關閉過程中，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側(cè)繞組的輸出電壓，再加上用于鉗位的齊納鉗位電壓和吸收漏感。開關管關斷電流為一次側(cè)峰值電流。

開關時間取決于最大柵極驅(qū)動電流和MOSFET的總柵極電荷，MOSFET寄生電容是調(diào)節(jié)MOSFET開關時間的最重要的參數(shù)。電容Cgs和Cgd取決于器件的幾何尺寸并與漏源極電壓成反比。

通常MOSFET制造商沒有直接提供這些電容值，但是可以從Ciss、Coss和Crss值獲得。

導通開關時間可以使用下列公式用柵極電荷來估計：

式中：

？ Qgd是柵漏極電荷

？ Qgs是柵源極電荷

？ 是當驅(qū)動電壓被拉升至驅(qū)動電壓時的導通時間驅(qū)動電阻

？ 是當驅(qū)動電壓被下拉至地電壓時的內(nèi)部驅(qū)動電阻

？ 是柵源極閾值電壓（MOSFET開始導通的柵極電壓）

緩沖器：

漏感可以被看作是與變壓器的一次側(cè)電感串聯(lián)的寄生電感，其一次側(cè)電感的一部分沒有與二次側(cè)電感相互耦合。當開關MOSFET關閉時，存儲在一次側(cè)電感中的能量通過正向偏置二極管移動到二次側(cè)和負載。存儲在漏感中的能量沒有地方可去，則變成了開關引腳（MOSFET漏極）上巨大的電壓尖峰。漏感可以通過短路二次側(cè)繞組來進行測量，而一次側(cè)電感的測量通常由變壓器制造商給出。

耗散漏感能量的一種常用方法是通過一個與一次側(cè)繞組并聯(lián)的齊納二極管來阻斷與之串聯(lián)的二極管實現(xiàn)的，如圖5所示。

漏感能量必須通過一個外部鉗位緩沖器來耗散：

圖5：齊納鉗位電路

齊納電壓應低于開關MOSFET的最大漏源電壓減去最大輸入電壓，但要高到足以能夠在很短的時間內(nèi)耗散這一能量才可以。

齊納二極管的最大功率損耗為：

反激式設計資源：

為了支持反激式設計，美國國家半導體（編者注：現(xiàn)已被TI收購）開發(fā)了特別適合反激式應用的一系列PWM穩(wěn)壓器和控制器。在其公司網(wǎng)站（www.power.national.com）上就可以找到典型的反激式參考設計、應用注解和在線仿真工具，可以引導設計人員很好的優(yōu)化反激式電源設計。

圖6顯示了一個采用LM5000穩(wěn)壓器的典型5W反激式電源，它是用WEBENCH（r） 仿真的，其輸入電壓變化范圍從10至35V，1A時的輸出電壓等于5V。該設計遵循上述過程，Coilcraft變壓器的一次側(cè)與二次側(cè)匝數(shù)比等于3，一次側(cè)電感為80μH，可確保良好的穩(wěn)壓輸出電壓，最大限度地將一次側(cè)峰值電流降至1.3A以下，也使內(nèi)部開關MOSFET兩端的最大電壓低于60V。80μF的一次側(cè)電感保證了二次側(cè)紋波電流峰-峰值在平均電流的30％以內(nèi)，同時保持20kHz以上的右半平面零點。

圖6：采用WEBENCH在線仿真工具的典型5W反激式設計

WEBENCH是網(wǎng)上設計工具，用四個簡單步驟即可完成實現(xiàn)一個完整的開關電源設計。圖7和圖8顯示了用WEBENCH設計獲得的波特圖和開關波形。

圖7-8：輸出電壓和開關引腳的波特圖和開關波形

責任編輯：gt