Other Parts Discussed in Post:TPS7A91, TPS7A8300

作者：德州儀器Aaron Paxton

在我的上一篇博文LDO基礎(chǔ)知識：噪聲 – 第1部分中，我探討了如何減少輸出噪聲和控制壓擺率，方法是為參考電壓(CNR/SS)并聯(lián)一個電容器。在本篇博文中，我將討論降低輸出噪聲的另一種方法：使用前饋電容(CFF)。

什么是前饋電容？

前饋電容是一個可選的頂容器，與電阻分壓器的上半部電阻并聯(lián)，如圖 1 所示。

圖 1：使用前饋電容的NMOS低壓差穩(wěn)壓器(LDO)

與降噪電容(CNR/SS)相似，添加前饋電容具有多種效果。最主要的是降噪，還包括改進(jìn)穩(wěn)定性、負(fù)荷響應(yīng)和電源抑制比(PSRR)。（應(yīng)用報告“使用前饋電容的低壓差穩(wěn)壓器的優(yōu)缺點(diǎn),”詳盡討論了這些益處。）值得注意的是只有使用可調(diào)節(jié)LDO時才能使用前饋電容，因為此時電阻網(wǎng)絡(luò)在外部。

降噪

LDO進(jìn)行調(diào)節(jié)時會使用誤差放大器，而誤差放大器會使用電阻網(wǎng)絡(luò)（R1和R2）來提高參考電壓的增益，從而驅(qū)動FET的柵極，這與同相放大器非常相似。參考的直流電壓將增加？？？倍。不過，考慮到誤差放大器的帶寬，您還可以寄望于參考電壓某些交流元件的放大功能。

通過為電阻分壓器上半部分電阻并聯(lián)電容器，您就針對特定頻率范圍引入了一個分流器。換言之，您使該頻率范圍內(nèi)的交流元件貢獻(xiàn)于單位增益，此時R1模擬短路的情況。（請牢記所用電容器的阻抗屬性，以便確定該頻率范圍。） 如圖 2 所示，您可以看到使用不同CFF值時，TPS7A91的噪聲下降效果。

圖 2：TPS7A91噪聲 vs. 頻率和CFF值

通過為電阻分壓器上半部分電阻并聯(lián)一個100nF電容器，可將噪聲從9μVRMS降至4.9μVRMS.

改進(jìn)穩(wěn)定性和瞬態(tài)響應(yīng)

添加一個CFF還為LDO反饋環(huán)路引入了零點(diǎn)(ZFF)和極點(diǎn)(PFF)，它們的計算見等式 1 和 2：

ZFF = 1 / (2 x π x R1 x CFF) (1)

PFF = 1 / (2 x π x R1 // R2 x CFF) (2)

在達(dá)到發(fā)生單位增益的頻率之前就形成零點(diǎn)，可以改善相位裕度，如圖 3 所示。

圖 3：僅使用前饋補(bǔ)償?shù)牡湫蚅DO的增益/相位圖

您可以看到如果沒有ZFF，單位增益的發(fā)生大約將提前約200kHz。通過添加零點(diǎn)，單位增益頻率向右移動了一點(diǎn)(~300kHz)，但是相位裕度也增加了。由于PFF位于單位增益頻率的右側(cè)，所以它對于相位裕度的影響也最小。

在改進(jìn)LDO的負(fù)荷瞬態(tài)響應(yīng)后，將看到相位裕度的明顯增加。在相位裕度增加后，LDO輸出將減少振鈴并更快速穩(wěn)定。

改善PSRR

取決于零點(diǎn)和極點(diǎn)的設(shè)置，您還可以巧妙減少增益漂移。圖 3 顯示了零點(diǎn)對從100kHz開始的增益下降的影響。通過提高頻段內(nèi)的增益，您還將改進(jìn)該頻段的環(huán)路響應(yīng)。這會改善該特定頻率范圍的PSRR。參見圖4。

圖 4：TPS7A8300 PSRR vs. 頻率和CFF值

如圖所示，增加CFF電容值，會將零點(diǎn)推向左側(cè)。催生較低頻率范圍內(nèi)產(chǎn)生更佳的環(huán)路響應(yīng)和相應(yīng)PSRR。

當(dāng)然，您必須選擇CFF值和適當(dāng)添加零點(diǎn)ZFF和極點(diǎn)PFF，這樣才不會造成不穩(wěn)定。遵守上面這個數(shù)據(jù)表給出的CFF限值，即可防止不穩(wěn)定情況的出現(xiàn)。大電容值CFF會造成前述應(yīng)用報告介紹的其他問題。

表 1 列出了有關(guān)CNR和CFF如何影響噪聲的經(jīng)驗法則。

表 1：CNR和CFF vs 頻率

結(jié)論

正如本文論述的那樣，添加一個前饋電容可降噪，改進(jìn)穩(wěn)定性、負(fù)荷響應(yīng)和PSRR。當(dāng)然，您必須仔細(xì)選擇電容器才能維持穩(wěn)定性。如果采用降噪電容器，交流性能將獲得大幅改善。這些是您需要牢記以便優(yōu)化電源的幾個方法。

審核編輯：何安