電阻分壓器將高壓衰減到低壓電路可以容納的水平，而不會(huì)被過驅(qū)動(dòng)或損壞。在電源路徑控制電路中，電阻分壓器有助于設(shè)置電源欠壓和過壓鎖定閾值。這種電源電壓鑒定電路可用于汽車系統(tǒng)、電池供電的便攜式儀器以及數(shù)據(jù)處理和通信板。

欠壓鎖定 （UVLO） 可防止下游電子系統(tǒng)在異常低的電源電壓下運(yùn)行，這可能導(dǎo)致系統(tǒng)故障。例如，當(dāng)電源電壓低于規(guī)格時(shí)，數(shù)字系統(tǒng)的行為可能不穩(wěn)定，甚至凍結(jié)。當(dāng)電源是可充電電池時(shí)，欠壓鎖定可防止電池因深度放電而損壞。過壓鎖定 （OVLO） 可保護(hù)系統(tǒng)免受破壞性高電源電壓的影響。由于欠壓和過壓門限取決于系統(tǒng)的有效工作范圍，因此使用電阻分壓器設(shè)置具有相同控制電路的自定義閾值。需要閾值遲滯才能獲得平滑且無顫振的鎖定功能，即使在存在電源噪聲或電阻的情況下也是如此。在討論了一個(gè)簡(jiǎn)單的UVLO/OVLO電路之后，本文將介紹一些增加閾值遲滯的簡(jiǎn)單方法，當(dāng)默認(rèn)值不足時(shí)，這是必要的。

欠壓和過壓鎖定電路

圖1所示為欠壓閉鎖電路（暫時(shí)無遲滯）。它具有一個(gè)具有正基準(zhǔn)電壓（VT） 的負(fù)輸入。比較器控制一個(gè)電源開關(guān)，該開關(guān)打開或關(guān)閉電源輸入和下游電子系統(tǒng)之間的路徑。比較器的正輸入連接到輸入端的電阻分壓器。如果電源接通并從0 V開始上升，則比較器輸出最初為低電平，使電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。比較器輸出在其正輸入達(dá)到V時(shí)跳閘T.此時(shí)，底部電阻中的電流為VT/RB.相同的電流在 R 中流動(dòng)T如果比較器沒有輸入偏置電流。因此，比較器跳閘時(shí)的電源電壓為VT+ RT× VT/RB= VT× （RB+ RT）/RB.這是由電阻分壓器設(shè)置的電源UVLO閾值。例如，VT1 V 和 RT= 10 × RB產(chǎn)生11 V的UVLO閾值，低于此閾值，比較器輸出為低電平，斷開電源開關(guān);超過此UVLO閾值，開關(guān)閉合，電源流過以給系統(tǒng)供電。閾值可以通過改變R的比率輕松調(diào)整B和 RT.絕對(duì)電阻值由分壓器預(yù)算的偏置電流量設(shè)置（稍后會(huì)詳細(xì)介紹）。要設(shè)置OVLO閾值，只需交換比較器的兩個(gè)輸入（例如，參見圖2中的下部比較器），使高電平輸入迫使比較器輸出為低電平并打開開關(guān)。

圖1.使用電阻分壓器、比較器和電源開關(guān)的電源欠壓鎖定。

雖然不是本文的重點(diǎn)，但該開關(guān)可以使用 N 溝道或 P 溝道功率 MOSFET 來實(shí)現(xiàn)。前面的討論假設(shè)N溝道MOSFET開關(guān)在其柵極電壓較低（例如，0 V）時(shí)斷開（高電阻）。為了完全閉合（低電阻）N溝道MOSFET，柵極電壓必須至少高于電源電壓MOSFET閾值電壓，這需要一個(gè)電荷泵。LTC4365、LTC4367 和 LTC4368 等保護(hù)控制器集成了比較器和電荷泵，以驅(qū)動(dòng) N 溝道 MOSFET，同時(shí)仍消耗低靜態(tài)電流。 P溝道MOSFET不需要電荷泵，但柵極電壓極性是相反的;也就是說，低電壓閉合，而高電壓打開P溝道MOSFET開關(guān)。

回到電阻分壓器：3電阻串設(shè)置欠壓和過壓鎖定閾值（圖2），與使用兩個(gè)獨(dú)立的2電阻串相比，可節(jié)省一個(gè)分壓器的偏置電流。UVLO 閾值為 VT× （RB+ RM+ RT）/（RB+ RM） 而 OVLO 閾值為 VT× （RB+ RM+ RT）/RB.AND門在將兩個(gè)比較器的輸出發(fā)送到電源開關(guān)之前將其組合在一起。因此，當(dāng)輸入電壓介于欠壓和過壓閾值之間時(shí)，電源開關(guān)閉合為系統(tǒng)供電;否則，開關(guān)將斷開，從而斷開電源與系統(tǒng)的連接。如果分壓器電流消耗不是問題，則單獨(dú)的欠壓和過壓分壓器在獨(dú)立調(diào)整每個(gè)閾值時(shí)提供了更大的靈活性。

圖2.使用單個(gè)電阻分壓器的欠壓和過壓鎖定。

帶遲滯的欠壓和過壓閉鎖

在圖1中，如果電源上升緩慢并有噪聲，或者電源具有固有電阻（如電池），導(dǎo)致電壓隨負(fù)載電流下降，則當(dāng)輸入超過其UVLO閾值時(shí)，比較器的輸出將反復(fù)切換高低電平。這是因?yàn)楸容^器的正輸入反復(fù)高于和低于V。T由于輸入噪聲引起的閾值或由于通過電源電阻的負(fù)載電流引起的壓降。對(duì)于電池供電的電路，這可能是一個(gè)永無止境的振蕩。使用帶遲滯的比較器可消除這種顫振，使開關(guān)轉(zhuǎn)換更加平滑。如圖3所示，遲滯比較器為上升（例如，VT+ 100 mV）與下降輸入（例如，VT– 100 mV）。比較器級(jí)的遲滯按R放大B和 RT至 200 mV × （RB+RT）/RB在供應(yīng)層面。如果電源輸入端的噪聲或壓降低于此遲滯，則消除顫振。如果比較器提供的滯后不存在或不足，有一些方法可以增加或增加遲滯。所有這些方法都在分頻器抽頭處使用正反饋，例如，當(dāng)比較器跳閘時(shí)，上升的比較器輸入跳得更高。為簡(jiǎn)單起見，以下公式假設(shè)比較器中沒有固有遲滯。

圖3.通過分壓器抽頭到電源開關(guān)輸出的電阻器增加欠壓鎖定閾值遲滯。

從分壓器到輸出端的電阻（圖 3）：

添加一個(gè)電阻器 （RH） 從分壓器抽頭（比較器的正輸入）到電源開關(guān)輸出。當(dāng)電源從0 V開始上升時(shí)，比較器的正輸入低于VT比較器輸出低，使電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。假設(shè)由于系統(tǒng)負(fù)載，開關(guān)輸出為0 V。因此，RH與 R 并行B用于輸入閾值計(jì)算。上升輸入欠壓門限為 VT× （（RB||RH） + RT）/（RB||RH），其中 RB||RH= RB×·H/（RB+ RH).超過此門限時(shí)，開關(guān)接通，將電源連接到系統(tǒng)。要計(jì)算下降的輸入欠壓閾值，RH與 R 并行T由于開關(guān)閉合，給出的下降輸入欠壓閾值為：VT× （RB+ （RT||RH)）/RB,其中 RT||RH= RT×·H/（RT+ RH).如果比較器本身有一些遲滯，則用前面公式中的上升或下降比較器閾值代替VT?；叵胍幌聢D 1 的示例，其中 VT= 1 V 和 RT= 10 × RB，在沒有比較器遲滯或R的情況下，上升和下降閾值均為11 V。H.添加 RH= 100 × RB如圖3所示，輸入上升閾值為11.1 V，下降閾值為10.09 V;即1.01 V的遲滯。此方法不適用于 OVLO，因?yàn)樯仙妮斎霑?huì)關(guān)閉電源開關(guān)，從而導(dǎo)致 RH將比較器輸入拉低（再次打開開關(guān)）而不是拉高。

電阻開關(guān)（圖4）：

增加遲滯的另一種方法是切換一個(gè)電阻，以改變底部電阻的有效值。開關(guān)電阻可以并聯(lián)（圖 4a）或串聯(lián)（圖 4b）?？紤]圖 4a：當(dāng) V在為低電平（例如0 V），比較器的輸出（UV或OV節(jié)點(diǎn)）為高電平，接通N溝道MOSFET M1并連接RH與 R 并行B.假設(shè)與R相比，M1的導(dǎo)通電阻可以忽略不計(jì)H或包含在 R 中H的值。上升輸入閾值與圖3相同：VT× （（RB||RH） + RT）/（RB||RH).一次 V在高于此閾值，比較器輸出為低電平，關(guān)斷M1并斷開RH從分隔線。因此，下降的輸入閾值與圖1相同：VT× （RB+ RT）/RB.繼續(xù)我們的例子與 VT= 1 V， RT= 10 × RB和 RH= 100 × RB，上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為11 V;即 RH產(chǎn)生100 mV的遲滯。此方法和以下方法可用于欠壓或過壓鎖定，因?yàn)樗鼈兊挠猛救Q于比較器輸出如何打開電源開關(guān)（未顯示）。

圖4.使用開關(guān) （a） 分流電阻器或電流和 （b） 串聯(lián)電阻器增加欠壓或過壓鎖定閾值遲滯。

圖4b的配置給出上升輸入閾值為VT× （RB+ RT）/RB和下降的輸入閾值為 VT× （RB+ RH+ RT）/（RB+ RH).RH= RB/10圖4所示，輸入上升閾值為11 V，下降閾值為10.091 V，即遲滯為909 mV。這表明圖4b配置需要更小的RH以產(chǎn)生更大的滯后。

電流開關(guān)（圖 4a）：

電阻器 RH圖4a的電流源I可以代替H.這種方法用于 LTC4417 和 LTC4418 優(yōu)先控制器。當(dāng) V在為低電平，比較器的高輸出使 IH.在上升輸入門限處，比較器的負(fù)輸入為VT.因此，電流在RT是我H+ VT/RB，產(chǎn)生上升閾值為 VT+ （IH+ VT/RB） × RT= VT× （RB+ RT）/RB+ 我H×·T.一次 V在高于此閾值，我H被比較器的低輸出關(guān)斷。因此，下降閾值與圖1相同：VT× （RB+ RT）/RB，輸入閾值遲滯為 IH×·T.

電阻分壓器偏置電流

前面的公式假設(shè)比較器輸入的輸入偏置電流為零，而示例僅考慮電阻比而不是絕對(duì)值。比較器輸入具有兩個(gè)輸入失調(diào)電壓（V操作系統(tǒng)），引用不準(zhǔn)確（可以用V杵稱）操作系統(tǒng)），以及輸入偏置或漏電流（I力勁).零泄漏假設(shè)在分壓器偏置電流VT/RB在圖1的跳變點(diǎn)處，遠(yuǎn)大于輸入泄漏。例如，分壓器電流是輸入漏電流的100倍，可將漏電引起的輸入閾值誤差保持在1%以下。另一種方法是將泄漏引起的閾值誤差與失調(diào)電壓的閾值誤差進(jìn)行比較。比較器非理想性將圖1輸入欠壓閾值公式更改為：（VT± V操作系統(tǒng)）× （RB+ RT）/RB± I力勁×·T（類似于前面的遲滯電流方程），可以改寫為（VT± V操作系統(tǒng)± I力勁×·B×·T/（RB+ RT）） × （RB+ RT）/RB.輸入漏電流表現(xiàn)為比較器閾值電壓中的誤差，該誤差相對(duì)于失調(diào)電壓（即I力勁× （RB||RT） < V操作系統(tǒng)，通過適當(dāng)?shù)碾娮柽x擇。

例如，LTC4367欠壓和過壓保護(hù)控制器的UV和OV引腳最大漏電流為±10 nA，而UV/OV引腳比較器的500 mV閾值失調(diào)電壓為±7.5 mV（500 mV的±1.5%）。對(duì)±3 mV（500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV失調(diào)的一半）泄漏引起的閾值誤差進(jìn)行預(yù)算，得到RB||RT< 3 mV/10 nA = 300 kΩ。要設(shè)置具有0.5 V比較器閾值的11 V輸入欠壓閾值，需要RT= RB× 10.5 V/0.5 V = 21 × RB.因此，RB||RT= 21 × RB/22 < 300 kΩ，得到 RB< 315.7 kΩ。R 最接近的 1% 標(biāo)準(zhǔn)值B為 309 kΩ，產(chǎn)生 RT為 6.49 MΩ。跳變點(diǎn)的分壓器偏置電流為0.5 V/309 kΩ = 1.62 μA，是10 nA漏電流的162倍。當(dāng)最小化分壓器電流而不增加由于比較器的輸入漏電流引起的閾值誤差時(shí)，這種分析非常重要。

結(jié)論

電阻分壓器可通過基于比較器的相同控制電路輕松調(diào)整電源欠壓和過壓鎖定閾值。電源噪聲或電阻需要閾值遲滯，以防止電源超過閾值時(shí)電源開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)閉抖動(dòng)。已經(jīng)展示了幾種實(shí)現(xiàn)欠壓和過壓鎖定遲滯的不同方法?；驹瓌t是在比較器跳閘時(shí)分壓器抽頭處有一些正反饋。當(dāng)增加或增加保護(hù)控制器IC的遲滯時(shí)，一些方法取決于比較器輸出的可用性或IC輸出引腳上的類似信號(hào)。在選擇電阻值時(shí)，應(yīng)注意比較器的輸入泄漏不會(huì)成為閾值誤差的主要來源。一組全面的相關(guān)方程式（包括本文中的方程式）已在可供下載的電子表格中實(shí)現(xiàn)。

審核編輯：郭婷