由于需要高可靠性，同時(shí)還要應(yīng)對(duì)相對(duì)不穩(wěn)定的電池電壓，因此為汽車電子系統(tǒng)供電可能具有挑戰(zhàn)性。與車輛電池接口的各種電氣和機(jī)械系統(tǒng)可能會(huì)導(dǎo)致標(biāo)稱12 V電源電壓的劇烈波動(dòng)。實(shí)際上，12 V可以在–14 V至+35 V范圍內(nèi)長時(shí)間變化，并經(jīng)歷+150 V至–220 V的極端電壓尖峰。其中一些浪涌和瞬變來自日常使用，另一些則來自故障條件或人為錯(cuò)誤。無論原因如何，它們?cè)谲囕v電子系統(tǒng)中可能產(chǎn)生的損壞都難以診斷且修復(fù)成本高昂。

汽車制造商在上個(gè)世紀(jì)的經(jīng)驗(yàn)導(dǎo)致了一系列已知會(huì)中斷操作并造成損壞的電氣條件和瞬變。國際標(biāo)準(zhǔn)化組織 （ISO） 已將這些行業(yè)知識(shí)匯編成道路車輛的 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 規(guī)范。至少，汽車電子控制單元（ECU）的電源應(yīng)經(jīng)受住這些條件而不會(huì)損壞。對(duì)于關(guān)鍵系統(tǒng)，必須保持功能和公差。這要求電源通過瞬態(tài)調(diào)節(jié)輸出電壓，以保持ECU運(yùn)行。理想情況下，完整的電源解決方案可避免使用保險(xiǎn)絲，最大限度地降低功耗，并具有低靜態(tài)電流，可在不耗盡電池的情況下支持始終開啟的系統(tǒng)。

ISO 16750-2 汽車電子系統(tǒng)條件

ADI公司有幾本出版物詳細(xì)介紹了ISO 7637-2和ISO 16750-2規(guī)范，以及如何使用LTspice對(duì)其進(jìn)行仿真。?1,2,3,4

在最新版本中，ISO 7637-2 電磁兼容性規(guī)范側(cè)重于來自相對(duì)高阻抗源（2 Ω 至 50 Ω）的高振幅 （>100 V）、短持續(xù)時(shí)間（150 ns 至 2 ms） 瞬態(tài)。這些電壓尖峰通?？梢酝ㄟ^無源元件來緩解。圖1顯示了定義的ISO 7637-2脈沖1，并增加了一個(gè)330 μF旁路電容。電容將尖峰幅度從–150 V降至–16 V，完全在電池反向保護(hù)電路的范圍內(nèi)。ISO 7367-2 脈沖 2a、3a 和 3b 的能量明顯低于脈沖 1，并且需要的抑制電容更少。

圖1.ISO 7637-2：帶或不帶 330 μF 旁路電容器的脈沖 1。

ISO 16750-2側(cè)重于來自低阻抗源的持續(xù)時(shí)間較長的脈沖。這些瞬變不容易濾除，經(jīng)常需要基于穩(wěn)壓器的有源解決方案。一些更具挑戰(zhàn)性的測試包括拋負(fù)載（測試4.6.4），反向電池條件（測試4.7），疊加交流電壓測試（測試4.4）和發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)曲線（測試4.6.3）。圖2給出了這些測試脈沖的直觀概述。ISO 16750-2中提出的各種條件，以及ECU的電壓和電流要求，經(jīng)常需要多種方法的組合才能滿足所有這些要求。

圖2.一些更嚴(yán)格的ISO 16750-2測試概述。

負(fù)載突降

拋負(fù)載（ISO 16750-2：測試 4.6.4）是一種嚴(yán)重的過壓瞬變，它模擬交流發(fā)電機(jī)提供大量電流時(shí)的電池?cái)嚅_。拋負(fù)載期間的峰值電壓分為抑制或非抑制，具體取決于三相交流發(fā)電機(jī)的輸出端是否使用雪崩二極管。抑制拋負(fù)載脈沖限制為35 V，而未抑制脈沖峰值范圍為79 V至101 V。無論哪種情況，由于交流發(fā)電機(jī)的定子繞組中存儲(chǔ)了大量磁能，因此可能需要長達(dá) 400 毫秒的時(shí)間才能恢復(fù)。雖然大多數(shù)汽車制造商使用雪崩二極管，但不斷增長的可靠性要求促使一些制造商要求ECU滿足接近未抑制情況下的峰值負(fù)載突降電壓。

面對(duì)拋負(fù)載的一種解決方案是增加一個(gè)瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）二極管，以本地箝位ECU電源。更緊湊、更嚴(yán)格的容差方法是使用有源浪涌抑制器，例如 LTC4364，它線性控制串聯(lián) N 溝道 MOSFET，以將最大輸出電壓箝位至用戶編程電平（例如 27 V）。浪涌抑制器增加了斷開輸出的能力，允許可編程電流限制和欠壓鎖定，并且在使用背靠背NFET時(shí)通常提供反向電池保護(hù)。

任何線性穩(wěn)壓功率器件（如浪涌抑制器）的問題是，在負(fù)載突降期間限制輸出電壓或在輸出短路時(shí)限制電流時(shí)，N 溝道 MOSFET 中可能會(huì)產(chǎn)生顯著的功率耗散。功率 MOSFET 的安全工作區(qū) （SOA） 限制最終限制了浪涌抑制器可能的最大電流。它還對(duì)在必須關(guān)斷 N 溝道 MOSFET 以避免損壞之前可以保持多長時(shí)間的調(diào)節(jié)設(shè)置了時(shí)間限制（通常使用可編程定時(shí)器引腳設(shè)置）。這些SOA施加的限制在更高的工作電壓下變得更加嚴(yán)重，使得浪涌抑制器在24 V和48 V系統(tǒng)中的使用更加棘手。

一種更具可擴(kuò)展性的方法是使用能夠在42 V輸入下工作的降壓穩(wěn)壓器，例如LT8640S。開關(guān)穩(wěn)壓器沒有線性穩(wěn)壓器的MOSFET SOA限制，但它肯定更復(fù)雜。降壓穩(wěn)壓器的效率允許非常高的電流操作，其頂部開關(guān)允許輸出斷開和電流限制。對(duì)降壓穩(wěn)壓器靜態(tài)電流的擔(dān)憂已經(jīng)得到解決，最新一代的器件在空載條件下穩(wěn)壓時(shí)僅消耗幾微安的電流。靜音切換器技術(shù)和擴(kuò)頻調(diào)頻技術(shù)也顯著改善了開關(guān)噪聲。?

此外，一些降壓穩(wěn)壓器能夠以100%占空比工作，使得頂部開關(guān)連續(xù)導(dǎo)通，通過電感將輸入電壓傳遞到輸出端。在過壓或過流條件下觸發(fā)開關(guān)操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓型穩(wěn)壓器（例如 LTC7862）充當(dāng)開關(guān)浪涌抑制器，實(shí)現(xiàn)了低噪聲、低損耗操作，同時(shí)仍保持開關(guān)模式電源的穩(wěn)健性。

反向電壓

當(dāng)電池端子或跨接電纜由于操作員錯(cuò)誤而向后連接時(shí)，會(huì)發(fā)生反向電壓條件（也稱為電池反向條件）。相關(guān)的ISO 16750-2脈沖（測試4.7）重復(fù)向DUT施加–14 V，持續(xù)時(shí)間為60秒。一些制造商添加了自己的動(dòng)態(tài)版本，其中部件最初通電（例如，V在= 10.8 V），然后突然施加反向偏置（–4 V）。

對(duì)數(shù)據(jù)手冊(cè)的快速調(diào)查表明，很少有IC設(shè)計(jì)為能夠承受負(fù)偏置，IC絕對(duì)最小引腳電壓通常限制為–0.3 V。 低于地電位的電壓超過二極管會(huì)導(dǎo)致過多電流流過內(nèi)部結(jié)點(diǎn)，例如ESD保護(hù)器件以及功率MOSFET的體二極管。鋁電解液等極化旁路電容器在反向電池條件下也可能損壞。

肖特基二極管可以防止反向電流，但這種方法在正常工作時(shí)在較高的正向電流下會(huì)導(dǎo)致明顯的功率損耗。圖3所示基于串聯(lián)P溝道MOSFET的簡單保護(hù)方案可降低這種損耗，但由于器件閾值電壓，在低輸入電壓（例如發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)）下可能無法正常工作。一種更有效的方法是使用一個(gè)理想的二極管控制器，例如 LTC4376，它驅(qū)動(dòng)一個(gè)串聯(lián) N 溝道 MOSFET，從而切斷低于地電位的輸入電壓。在正常工作中，理想的二極管控制器調(diào)節(jié)源極，將N溝道MOSFET的電壓漏極至30 mV或更低，與肖特基二極管相比，正向壓降和功耗降低了一個(gè)數(shù)量級(jí)以上。

圖3.解決困難的ISO 16750-2測試的不同方法。

疊加交流電壓

疊加交流電壓測試（ISO 16750-2：測試4.4）模擬車輛交流發(fā)電機(jī)交流輸出的影響。顧名思義，正弦信號(hào)疊加在電池軌上，峰峰值幅度為 1 V、2 V 或 4 V，具體取決于嚴(yán)重性級(jí)別分類。對(duì)于所有嚴(yán)重性級(jí)別，最大輸入電壓為 16 V。正弦波的頻率從50 Hz對(duì)數(shù)掃描到25 kHz，然后在120秒內(nèi)返回50 Hz，總共重復(fù)五次。

該測試會(huì)在任何連接的濾波器網(wǎng)絡(luò)中產(chǎn)生較大的振幅電流和電壓擺動(dòng)，諧振低于25 kHz。它還可能給開關(guān)穩(wěn)壓器帶來問題，因?yàn)榄h(huán)路帶寬限制使得通過高頻輸入信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié)變得困難。一種解決方案是中間整流元件，例如功率肖特基二極管，但與反向電壓保護(hù)一樣，這是解決問題的不良方法。

理想的二極管控制器在這里不會(huì)像反向電壓保護(hù)那樣工作，因?yàn)樗荒茏銐蚩斓厍袚QN溝道MOSFET以跟上輸入。限制因素是柵極上拉強(qiáng)度，內(nèi)部電荷泵通常將其限制在20 μA左右。雖然理想的二極管控制器可以快速關(guān)閉MOSFET，但導(dǎo)通速度非常慢，不適合整流非常低的頻率以外的任何器件。

一種更優(yōu)雅的方法是使用LT8672有源整流器控制器，它可以足夠快地切換N溝道MOSFET，以高達(dá)100 kHz的頻率整流輸入電壓。有源整流器控制器是理想的二極管控制器，具有兩個(gè)重要的附加功能：從輸入電壓升壓的大電荷庫和強(qiáng)大的柵極驅(qū)動(dòng)器，用于快速打開和關(guān)閉 N 溝道 MOSFET。與肖特基相比，這種方法可以將功率損耗降低90%以上。LT8672 還可以像理想的二極管控制器一樣保護(hù)下游電路免受電池反向情況的影響。

起始配置文件

發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)曲線（ISO 16750-2：測試4.6.3）是一種極端欠壓瞬變，有時(shí)稱為冷啟動(dòng)脈沖，因?yàn)樽顗那闆r下的電池下降發(fā)生在較低的溫度下。具體而言，當(dāng)啟動(dòng)器翻轉(zhuǎn)時(shí)，12 V電池電壓可能會(huì)暫時(shí)降至8 V、6 V、4.5 V或3 V，具體取決于嚴(yán)重性級(jí)別分類（分別為I、IV、II、III）。

在某些系統(tǒng)中，低壓差（LDO）線性穩(wěn)壓器或開關(guān)降壓穩(wěn)壓器足以允許電源軌穿越此瞬變，前提是ECU電壓小于最低輸入電壓。例如，如果最高ECU輸出電壓為5 V，并且必須滿足嚴(yán)重性等級(jí)IV（最小輸入電壓為6 V），則壓差小于1 V的穩(wěn)壓器就足夠了。發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)曲線的最低電壓段僅持續(xù) 15 ms 至 20 ms，因此，如果電壓裕量短暫降至穩(wěn)壓壓差以下，整流元件（肖特基二極管、理想二極管控制器、有源整流器控制器）后跟一個(gè)大旁路電容器，則可能能夠穿過這部分脈沖。

但是，如果ECU必須支持高于最低輸入電壓的電壓，則需要升壓穩(wěn)壓器。升壓穩(wěn)壓器可以在高電流水平下從低于3 V的輸入有效地保持12 V輸出電壓。但是，升壓穩(wěn)壓器存在一個(gè)問題：從輸入到輸出的二極管路徑可防止斷開，因此電流在啟動(dòng)時(shí)或短路時(shí)不會(huì)自然受到限制。為防止電流失控，專用升壓穩(wěn)壓器（如 LTC3897 控制器）集成了一個(gè)浪涌抑制器前端，以允許輸出斷接和電流限制，并在使用背靠背 N 溝道 MOSFET 時(shí)提供反向電壓保護(hù)。該解決方案可以通過單個(gè)集成電路解決負(fù)載突降、發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)和電池反轉(zhuǎn)問題，但可用電流受到浪涌抑制器 MOSFET 的 SOA 的限制。

4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器通過共享電感將同步降壓穩(wěn)壓器和同步升壓穩(wěn)壓器組合在一起，從而消除了這一限制。這種方法可以滿足負(fù)載突降和發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)曲線測試，而沒有MOSFET SOA對(duì)電流電平或脈沖持續(xù)時(shí)間的限制，同時(shí)保留斷開輸出和限制電流的能力。

降壓-升壓穩(wěn)壓器的開關(guān)操作取決于輸入和輸出電壓之間的關(guān)系。如果輸入明顯高于輸出，則升壓頂部開關(guān)持續(xù)導(dǎo)通，同時(shí)降壓功率級(jí)降低輸入。類似地，當(dāng)輸入明顯低于輸出時(shí)，降壓頂部開關(guān)連續(xù)導(dǎo)通，而升壓功率級(jí)則使輸出升壓。當(dāng)輸入和輸出大致相等（在10%至25%之間）時(shí)，降壓和升壓功率級(jí)以交錯(cuò)方式同時(shí)切換。通過這種方式，通過將開關(guān)限制為僅調(diào)節(jié)分別高于、大致等于或低于輸出的輸入電壓所需的 MOSFET，最大限度地提高了各個(gè)開關(guān)區(qū)域（降壓、降壓-升壓、升壓）的效率。

ISO 16750-2 解決方案摘要

圖 3 總結(jié)了解決負(fù)載突降、反向輸入電壓、疊加交流電壓和發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)曲線測試的各種解決方案，以及每種方法的優(yōu)缺點(diǎn)。幾個(gè)關(guān)鍵要點(diǎn)開始出現(xiàn)：

漏極朝向輸入的串聯(lián)N溝道MOSFET是非常理想的，因?yàn)樗捎糜谙拗齐娏骱蛿嚅_輸出，無論它是用作開關(guān)（例如，在降壓功率級(jí)中）還是線性控制（例如，在浪涌抑制器中）。

在反向輸入保護(hù)和疊加交流電壓的情況下，與肖特基二極管相比，使用 N 溝道 MOSFET 作為整流元件（面向輸入的源極）可顯著降低功率損耗和壓降。

開關(guān)模式電源比線性穩(wěn)壓器更可取，因?yàn)樗鼫p輕了在功率器件的SOA內(nèi)工作所帶來的可靠性問題和輸出電流限制。它可以無限期地調(diào)節(jié)極端輸入電壓，而線性穩(wěn)壓器和無源解決方案具有固有的時(shí)間限制，使設(shè)計(jì)復(fù)雜化。

升壓穩(wěn)壓器可能是必需的，也可能不是必需的，具體取決于啟動(dòng)配置文件的嚴(yán)重性分類和ECU的詳細(xì)信息（它必須提供的最高電壓是多少）。

如果需要升壓調(diào)節(jié)，則4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器將上述理想特性組合到單個(gè)器件中。它可以在高電流水平下長時(shí)間有效地調(diào)節(jié)嚴(yán)重的欠壓和過壓瞬變。從應(yīng)用程序的角度來看，這使其成為最可靠、最直接的方法，盡管設(shè)計(jì)復(fù)雜性增加。然而，典型的4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器也存在一些缺點(diǎn)。首先，反向電池保護(hù)不是自然提供的，必須通過額外的電路來解決。

4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器的主要缺點(diǎn)是，其大部分工作壽命都處于效率較低、噪聲較大的降壓-升壓開關(guān)區(qū)域。當(dāng)輸入電壓幾乎等于輸出（V在~ V外） 所有四個(gè) N 溝道 MOSFET 都在主動(dòng)開關(guān)以保持穩(wěn)壓。由于開關(guān)損耗增加和施加最大柵極驅(qū)動(dòng)電流，效率下降。輻射和傳導(dǎo)EMI性能在此區(qū)域受到影響，因?yàn)榻祲汉蜕龎杭?jí)熱回路均處于活動(dòng)狀態(tài)，穩(wěn)壓器輸入和輸出電流不連續(xù)。

4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器可以通過偶爾的大幅度欠壓和過壓瞬變進(jìn)行調(diào)節(jié)，但代價(jià)是在更常見的標(biāo)稱轉(zhuǎn)換區(qū)域中以高靜態(tài)電流、較低效率和更高噪聲工作。

直通工作模式帶來高效率和 EMI 性能降壓-升壓區(qū)域

LT?8210 是一款 4 開關(guān)降壓-升壓型 DC-DC 控制器，能夠以固定輸出電壓的傳統(tǒng)方式工作，并且還具有新的直通唰唰??工作模式（圖 4），通過可編程輸入電壓窗口消除開關(guān)損耗和 EMI。它的工作電壓范圍為2.8 V至100 V，允許其在發(fā)動(dòng)機(jī)啟動(dòng)期間最嚴(yán)重的電池跌落調(diào)節(jié)至未抑制負(fù)載突降的峰值幅度。它具有–40 V的內(nèi)置電池反向保護(hù)功能，通過增加一個(gè)N溝道MOSFET來實(shí)現(xiàn)（圖5中的DG）。

圖4.具有直通模式的降壓-升壓控制器解決了汽車標(biāo)準(zhǔn)測試帶來的許多問題。

圖5.這款 3 V 至 100 V 輸入降壓-升壓控制器采用 8 V 至 17 V 直通輸出供電。

在直通模式下，當(dāng)輸入電壓在窗口外時(shí)，輸出電壓被調(diào)節(jié)到電壓窗口的邊緣。窗口頂部和底部通過 FB2 和 FB1 電阻分壓器進(jìn)行編程。當(dāng)輸入電壓在此窗口內(nèi)時(shí)，頂部開關(guān)（A 和 D）連續(xù)導(dǎo)通，將輸入電壓直接傳遞到輸出。在這種非開關(guān)狀態(tài)下，LT8210的總靜態(tài)電流降至數(shù)十微安。無開關(guān)意味著無EMI和開關(guān)損耗，效率超過99.9%。

對(duì)于那些想要兩全其美的人來說，LT8210 允許通過切換 MODE1 和 MODE2 引腳在其不同的工作模式之間動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)換。換言之，在某些情況下，LT8210 可用作具有固定輸出電壓 （CCM、DCM 或突發(fā)模式） 的傳統(tǒng)降壓-升壓型穩(wěn)壓器，然后隨著應(yīng)用中條件的變化而更改為直通模式?。對(duì)于始終在線系統(tǒng)和啟停應(yīng)用程序，這可能是一個(gè)有用的功能。

直通性能

圖5中的直通解決方案在8 V至17 V的窗口中將輸入傳遞到輸出。當(dāng)輸入電壓高于直通窗口時(shí)，LT8210將其降壓至17 V穩(wěn)壓輸出。如果輸入降至8 V以下，LT8210會(huì)將輸出升壓至8 V。作為一項(xiàng)保護(hù)功能，如果超過電感電流限值或編程平均電流限值（通過IMON引腳），則在直通窗口內(nèi)觸發(fā)開關(guān)操作以控制電流。

圖6、圖7和圖8分別顯示了LT8210電路對(duì)拋負(fù)載、反向電壓和啟動(dòng)曲線測試的響應(yīng)。圖 9 和圖 10 展示了在直通窗口下可能實(shí)現(xiàn)的效率改進(jìn)和低電流操作（令人驚訝的是，什么都不做是多么高效）。圖11顯示了直通模式和CCM操作之間的動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)換。該電路的LTspice仿真以及最苛刻的ISO 16750-2測試脈沖的加速版本可在 analog.com/media/en/simulation-models/LTspice-demo-circuits/LT8210_AutomotivePassThru.asc 提供。

圖6.對(duì)未抑制負(fù)載突降的直通響應(yīng)。

圖7.LT8210對(duì)反向電池條件的響應(yīng)。

圖8.對(duì)發(fā)動(dòng)機(jī)冷啟動(dòng)的直通響應(yīng)。

圖9.CCM 和直通操作的效率。

圖 10.直通模式下無負(fù)載輸入電流 （V在= 12 V）。

圖 11.直通和 CCM 操作之間的動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)換。

結(jié)論

在為汽車電子系統(tǒng)設(shè)計(jì)電源時(shí)，LT8210 4開關(guān)降壓-升壓DC-DC控制器具有2.8 V至100 V輸入工作范圍、內(nèi)置電池反向保護(hù)和新的直通工作模式，可提供卓越的解決方案。直通模式改進(jìn)了降壓-升壓操作，實(shí)現(xiàn)了無開關(guān)噪聲、無開關(guān)損耗和超低靜態(tài)電流，同時(shí)將輸出調(diào)節(jié)到用戶編程窗口而不是固定電壓。輸出電壓最小值和最大值在大幅度瞬變（如拋負(fù)載和冷啟動(dòng)）期間受到限制，無需擔(dān)心 MOSFET SOA，也不受線性解決方案帶來的電流或時(shí)序限制。

新穎的LT8210控制方案可在不同開關(guān)區(qū)域（升壓、降壓-升壓、降壓和非開關(guān)）之間實(shí)現(xiàn)干凈、快速的轉(zhuǎn)換，從而允許其通過輸入上的大信號(hào)、高頻交流電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。LT8210 可在運(yùn)行時(shí)在直通操作和傳統(tǒng)的固定輸出電壓、降壓-升壓操作模式 （CCM、DCM 或突發(fā)模式） 之間切換，并且固定輸出可設(shè)置為直通窗口內(nèi)的任何電壓 （例如，V外8 V 至 16 V 窗口為 12 V）。這種靈活性允許用戶在直通和正常降壓-升壓操作之間交替，以換取低噪聲、低IQ、直通模式的高效運(yùn)行，可實(shí)現(xiàn)更嚴(yán)格的調(diào)節(jié)，并改善 CCM、DCM 或突發(fā)模式下的瞬態(tài)響應(yīng)。

審核編輯：郭婷