作者：Kris Lokere and Erjon Qirko

LT6018 是一款超低噪聲 （1kHz 時為 1.2nV/√Hz） 運算放大器，具有超低失真 （1kHz 時為 –115dB）。該器件的增益帶寬積為 15MHz，最大失調電壓為 50μV，最大失調電壓漂移為 0.5μV/°C。 這種特性組合使其適合驅動各種高分辨率模數(shù)轉換器（ADC）。本設計筆記介紹了在使用 LT6018 驅動高速 18 位和 20 位逐次逼近寄存器 （SAR） ADC 時實現(xiàn)最佳信噪比 （SNR） 和總諧波失真 （THD） 的電路和優(yōu)化策略。

超線性 20 位 ADC

圖 1 示出了 DC2135A 演示電路的修改，其中 LT6018 （取代 LT1468） 驅動 LTC2378-20 20 位 SAR ADC。LTC2378-20 以其無與倫比的 2ppm 線性度性能而著稱。在保持線性度的同時產生差分信號的最佳方法是使用本演示板中使用的LT5400中的精準匹配電阻器。圖 1 所示電路的詳細工作原理出現(xiàn)在設計筆記 1032 （其中 LT1468 驅動 LTC2377-20）。

為了測量電路的線性度，將超純正弦波饋入輸入端，并在輸出端計算FFT。由此產生的THD測量值可代表電路的INL（積分非線性）性能。在800kHz的ADC采樣速率下，我們使用約100Hz的輸入頻率（略微調整以確保相干采樣，減輕FFT數(shù)值限制）。

原始演示電路包括一個RC低通濾波器，直接位于運算放大器之后，用于濾除多余的高頻噪聲。即使在高頻下，LT6018 的噪聲密度也保持相對較低，因此移除此濾波器對總噪聲的影響可以忽略不計。在沒有濾波器的情況下，線性度 （由 THD 測量） 顯著提高，因為單端至差分轉換現(xiàn)在完全由 LT5400 中精確匹配的電阻器控制，不受任何匹配不良的分立組件的破壞。

LT6018 的低噪聲密度使其適合于需要增益的電路。配置為增益為10時，信號強度增加20dB，而SNR相對于滿量程降低2dB。如果輸入信號很小，這種布置可將有效信噪比提高18dB。正如預期的那樣，線性度的降低幅度與放大器環(huán)路增益相同，即約20dB。

結果總結在表1中。

驅動高速18位ADC

LTC?2387-18 是一款 18 位 SAR ADC，其采樣速率高達 15Msps。在此采樣速率下，ADC的內部采樣電容連接到放大器輸出的時間不到30ns（“采集時間”）。在此期間，放大器（和濾波器）電路必須從電荷反沖中恢復并補充采樣電容的電荷，以便ADC可以在下一個轉換周期測量正確的輸入電壓。需要仔細優(yōu)化放大器和濾波器網絡。

在圖 2 中，兩個 LT6018 配置為單位增益跟隨器，并連接到 LTC2387-18 演示板，該演示板在 ADC 輸入端提供了濾波電阻器和電容器。

表2顯示了在輸入端以1.008kHz純正弦波測得的SNR和THD結果，以及相干14.680Msps的ADC采樣。第一個表條目顯示了LT6200放大器（一款非常高速度、低噪聲的運放）的結果。濾波器配置為演示板默認帶寬約200MHz。這允許ADC電荷反沖完全建立，從而實現(xiàn)–120dB的出色THD。但是，SNR比ADC的96dB能力低2dB。

LT6018 具有比 LT6200 更低的帶寬，但 DC 準確度 （失調和漂移）要好得多。然而，將 LT6018 插入與 LT6200 相同的配置會顯著降低 SNR 和 THD。SNR會降低，因為放大器噪聲密度可能高于其帶寬高于低于帶寬，如果不進行濾波，該噪聲將混疊到ADC中。THD之所以會降低，是因為速度較慢的放大器（當被全ADC電荷反沖擊中時）不能正確建立，并留下非線性殘余供ADC數(shù)字化。

我們可以通過增加電阻和電容的值，并在兩個ADC輸入之間加入差分電容來濾除寬帶放大器噪聲。這樣做可以將SNR一直提高到該ADC的理論最大值96dB，這意味著集成放大器噪聲可以忽略不計。此外，通過將濾波器配置偏向較小的串聯(lián)電阻和較大的電容，電荷反沖的初始效應會衰減，從而改善THD性能，遠低于–100dB。

結論

現(xiàn)代SAR ADC集低噪聲、高線性度和精確的直流失調精度于一身。實現(xiàn)這些規(guī)格需要具有類似良好直流規(guī)格、低噪聲和足夠帶寬的放大器，例如LT6018。利用中速 ADC （例如 1Msps 20 位 LTC2378-20），LT6018 與精準匹配的 LT5400 電阻器相結合，可產生一個差分輸入信號，而無需額外的濾波。利用超快SAR ADC （例如18位15MspsLTC2387-18），仔細優(yōu)化運算放大器和ADC之間的RC濾波器網絡可實現(xiàn)出色的噪聲和線性度性能。

審核編輯：郭婷