如今，在轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域風靡一時的是GSPS ADC，也稱為RF ADC。由于市場上有如此高的采樣率轉(zhuǎn)換器，與五年前相比，奈奎斯特打開了 10×。關(guān)于使用RF ADC的優(yōu)勢以及如何使用它們進行設(shè)計并以如此高的速率捕獲數(shù)據(jù)，已經(jīng)進行了大量討論。謝謝JESD204x財團。但有一個考慮因素似乎被遺忘了，即低直流信號。

在高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）之前設(shè)計輸入配置或前端對于實現(xiàn)所需的系統(tǒng)性能始終至關(guān)重要。通常，重點是捕獲寬帶頻率，例如大于1 GHz的頻率。然而，在某些應(yīng)用中，直流或近直流信號也是必需的，最終用戶可以欣賞，因為它們也攜帶重要信息。因此，優(yōu)化整體前端設(shè)計以捕獲直流和寬帶信號需要一個直流耦合前端，該前端一直通向高速轉(zhuǎn)換器。

由于應(yīng)用的性質(zhì)，需要開發(fā)有源前端設(shè)計，因為用于將信號耦合到轉(zhuǎn)換器的無源前端和巴倫本質(zhì)上是交流耦合的。本文將概述共模信號的重要性以及如何正確對放大器前端進行電平轉(zhuǎn)換，以實際系統(tǒng)解決方案為例進行。

共模：概述

當客戶對共模參數(shù)及其與器件的關(guān)系缺乏了解時，許多客戶支持問題仍然來自客戶。ADC數(shù)據(jù)手冊規(guī)定了模擬輸入的共模電壓要求。關(guān)于這個問題沒有太多的詳細信息，但必須保持適當?shù)那岸似?，以便在滿量程下實現(xiàn)ADC的額定性能。

具有集成緩沖器的ADC通常具有電源一半的內(nèi)部偏置共模（CM）電平加上二極管壓降（AVDD/2 + 0.7 V）。該電路不需要外部電路來偏置，但必須保持該電路才能正確使用轉(zhuǎn)換器。對于無緩沖（開關(guān)電容輸入）轉(zhuǎn)換器，共模偏置通常為模擬電源的一半，即AVDD/2。這可以通過多種方式從外部提供。一些轉(zhuǎn)換器具有專用引腳，允許設(shè)計人員通過連接到模擬輸入的幾個電阻提供偏置?；蛘?，設(shè)計人員可以將內(nèi)部偏置連接到變壓器的中心抽頭，或者可以使用模擬電源旁的電阻分壓器（模擬輸入的每個支路到 AVDD 和地的電阻）。在使用轉(zhuǎn)換器的V之前，請查看制造商的數(shù)據(jù)手冊或應(yīng)用支持小組裁判引腳，因為許多基準電壓源無法在沒有外部緩沖器的情況下提供共模偏置。這很誘人，因為您需要的CM電壓就在那里并且很方便，但請注意 - 不要這樣做。

如果未提供或維持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，從而影響整體測量。轉(zhuǎn)換器可能會提前削波，或者根本不削波，因為無法達到轉(zhuǎn)換器的滿量程。在轉(zhuǎn)換器前面連接放大器時，共模偏置尤其重要，尤其是在應(yīng)用需要直流耦合時。檢查放大器的數(shù)據(jù)手冊規(guī)格，確保放大器能夠滿足轉(zhuǎn)換器的擺幅和共模電源要求。轉(zhuǎn)換器一直在推動更小的幾何工藝，因此需要降低供應(yīng)量。采用1.8 V電源時，如果需要直流耦合，放大器需要0.9 V共模電壓。具有3.3 V至5 V電源電壓的放大器可能無法保持如此低的電平，但較新的低壓放大器可以，或者設(shè)計人員可以使用分離電源并在VSS引腳上使用負電源軌。但是，在執(zhí)行此操作時，請記住，其他引腳也可能需要連接到負電源軌。請查閱產(chǎn)品的數(shù)據(jù)手冊和/或直接應(yīng)用支持，了解詳情。

共模：已定義

讓我們從定義什么是CM電壓開始。圖1顯示了轉(zhuǎn)換器如何看到差分和共模信號。CM電壓只是信號圍繞的中心點移動——見圖1。您也可以將其視為新的中心點或零碼 - 放大器，CM建立在輸出上，通常通過VOCM引腳或類似引腳。但要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查看放大器數(shù)據(jù)手冊和/或使用不會加載電路內(nèi)任何相鄰電路或參考點的魯棒偏置點。不要簡單地斷開轉(zhuǎn)換器的基準電壓引腳 （V裁判），通常是轉(zhuǎn)換器滿量程的一半。它可能無法提供足夠的準確性偏差。謹慎的做法是查看轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊上的引腳規(guī)格。通常，具有1%電阻容差的簡單分壓器和/或緩沖驅(qū)動器等功能可以為放大器正確設(shè)置此CM偏置。

圖1.差分和共模信號示例。

在表1中，下面列出了如何連接每個應(yīng)用的放大器和轉(zhuǎn)換器的快速摘要，以及圖2所示的一些適當電路示例。

圖2.放大器/轉(zhuǎn)換器前端的交流耦合與直流耦合應(yīng)用示例。

共模：損壞

如果未提供或維持共模偏置，則轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，這些誤差會降低到所采集的整體測量值。簡而言之，轉(zhuǎn)換器輸出如圖3所示或圖3的某種變體。輸出頻譜將呈現(xiàn)為看起來像過載的滿量程輸入。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點偏離中心而不是最佳狀態(tài)。設(shè)計人員可能會發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會提前削波或無法達到轉(zhuǎn)換器的滿量程。最近，由于轉(zhuǎn)換器使用1.8 V或更低的電源，這個問題變得更加嚴重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有單電源放大器都能支持如此低的共模電壓，同時保持相對良好的性能。然而，一些新的放大器已經(jīng)適應(yīng)了這一點，并且今天已經(jīng)上市。因此，謹慎的做法是審查哪些放大器可以在您的新設(shè)計中使用。不是任何舊的放大器都能工作，因為裕量可能會變得非常有限，內(nèi)部晶體管開始塌陷。如果雙電源與放大器一起使用，則在大多數(shù)情況下應(yīng)有足夠的裕量，以實現(xiàn)適當?shù)腃M偏置。不利的一面是額外的供應(yīng)——可能是非標準的負供應(yīng)，這意味著更多的零件和更多的錢。簡單的逆變器電路將幫助解決這個問題。

圖3.放大器和轉(zhuǎn)換器之間的CM不匹配。

將一切整合在一起

現(xiàn)在了解了共模和直流耦合，我們可以開始組合一個信號解決方案。例如，ADL5567是一款增益為20 dB的雙通道差分放大器。它具有4.8 GHz帶寬，適合與GSPS ADC接口，例如AD9625是一款12位、2.5 GSPS轉(zhuǎn)換器，帶有JESD204B 8通道接口。圖 4 顯示了該設(shè)置的整體框圖。

圖4.DC-WB放大器/轉(zhuǎn)換器信號鏈示例

在所示的配置中，前端接口針對寬帶采樣進行了優(yōu)化，同時保留了直流信號內(nèi)容。由于該器件具有+5.5 V容限。該設(shè)計采用+3.3 V和?2 V AVDD分離電源。這使得放大器輸出和ADC輸入之間的共模對齊變得簡單，兩者在兩個A上都需要+0.525 V。在+ 和 A在?. 另外，請注意，幾個放大器引腳功能是接地的（V黨衛(wèi)軍），現(xiàn)在僅使用單個電源強制使用?2 V電源（newV 黨衛(wèi)軍).

CM電壓輸出相當簡單，但了解放大器輸入的共模需求可能有點棘手。對于接口，這里需要做兩件事。首先，輸入CM電壓需要配置為0 V，否則，用失調(diào)驅(qū)動放大器將使輸出軌偏向一側(cè)。這將導(dǎo)致圖3所示的性能問題或更糟的情況，即放大器和轉(zhuǎn)換器信號鏈的交流性能較差。為此，放大器輸入的每一側(cè)都需要允許電流流向地，在這種直流耦合情況下為2 V。因此，在每個放大器輸入端增加一個2.2 kΩ電阻，以消除該失調(diào)電流。

工作原理如下：放大器輸出為~0.525 V，放大器的輸入CM電壓為0 V。使用500 Ω的內(nèi)部反饋電阻和大約50 Ω的輸入電阻，這看起來像550 Ω;或者在我們的例子中，我們假設(shè) 50 Ω源電阻與 100 Ω并聯(lián)，這給了我們 33 Ω。串聯(lián)中額外的 20 個Ω加起來就是 53 Ω。它與 500 Ω 內(nèi)部反饋電阻串聯(lián)，總計 553 Ω。這意味著開發(fā)了500 Ω和53 Ω的0.525 V電阻分壓器。反過來，產(chǎn)生 900 μA 的電流（或 0.525/553）。將其分流到地面或新的 V黨衛(wèi)軍或?2 V，增加一個2.2 kΩ電阻或?2 V/2.2 kΩ = 900 μA。

其次，輸入是單端的，需要正確配置以保持最佳性能，同時保持低偶階失真。同樣，如前所述，有效 100 Ω與 50 Ω源電阻并行產(chǎn)生相當于 33.33 Ω的戴維寧。反過來，這通常反映在兩個 V 上。在節(jié)點來平衡設(shè)備的輸入，因為它是單端驅(qū)動的。但是，為了改善偶數(shù)階失真，V上的20 Ω在+節(jié)點用于在所有寬帶頻率上保持低失真。這是通過使用特定的中頻~500 MHz來完成的，或者參見圖5作為測試用例。這可能很乏味，因為它是一個迭代過程。對于 S 中的計算和方程E有關(guān)放大器上的差分轉(zhuǎn)換，請參見ADA4932數(shù)據(jù)手冊。圖6所示信號鏈設(shè)計的典型交流性能掃描輸入頻率高達2 GHz。

圖5.典型 FFT 性能 @ 507 MHz A在@ 2500 MSPS。

圖6.典型交流頻率掃描性能 @ 2500 MSPS。

還值得注意的是，增加了與電源正電源軌輸入串聯(lián)的5.1 nH電感。這有助于通過在放大器內(nèi)部捕獲和再循環(huán)這些不平衡電流，再次提高偶數(shù)階線性度性能。

最后，需要針對放大器和ADC之間的前端帶寬優(yōu)化接口。這通常也以迭代方式完成。但是，關(guān)于兩個IC之間的某些值的設(shè)置，有幾個注意事項需要牢記?？梢詰?yīng)用以下規(guī)則列表，以便從界面中獲得最佳BW。

首先，選擇一個反沖電阻（R知識庫）、（在本例中Ω），基于經(jīng)驗和/或ADC數(shù)據(jù)手冊建議，通常在5 Ω到36 Ω之間。

然后，選擇放大器外部串聯(lián)電阻（R一個).使 R一個<如果放大器差分輸出阻抗為100 Ω至200 Ω，則Ω 10。一個如果放大器的輸出阻抗為 12 Ω或更低，則在 5 Ω 和 36 Ω 之間。本例為ADL5567選擇10 Ω串聯(lián)電阻，差分輸出阻抗為10 Ω。

從放大器輸出端看到的串聯(lián)和并聯(lián)電阻的總組合應(yīng)接近放大器的額定負載（RL）。在這種情況下，160 Ω或 2 R一個+ 2 R知識庫+ R模數(shù)轉(zhuǎn)換器= 20 + 40 + 100，在圖4的電路中。ADL5567的特性RL為200 Ω因此，如果設(shè)計偏離放大器的表征RL太遠，線性度性能可能會有一些偏差。

最后，內(nèi)部ADC電容C模數(shù)轉(zhuǎn)換器，添加到 10 Ω串聯(lián)電阻之后顯示的分流 C，以幫助從內(nèi)部 ADC 的采樣網(wǎng)絡(luò)反沖。這還提供軟低通濾波，以減少帶內(nèi)折返的任何寬帶諧波。

有關(guān)在放大器和ADC之間開發(fā)抗混疊濾波器的更完整過程，請參見CN-0227和CN-0238。

使用上述標準開發(fā)了2 GHz通帶平坦度響應(yīng)，以捕獲1圣和 2德·奈奎斯特區(qū)，假設(shè)采樣率為2.5 GSPS。本設(shè)計的輸入驅(qū)動規(guī)格最終為?8 dBm或252 mV p-p，假設(shè)輸入阻抗為50 Ω，基準電壓源為100 MHz。這是放大器輸入達到滿量程所需的輸入滿量程電平。

圖7.典型的通帶平坦度性能和輸入驅(qū)動電平。

結(jié)論

忽視轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格可能會對任何直流耦合設(shè)計造成嚴重破壞。如果使用多個級，則整個信號鏈中的共模電平必須保持不變，以防止兩個組件相互沖突。如果沒有正確耦合，人們通常會在任何階段之間獲勝，從而產(chǎn)生虛假的測量結(jié)果。

對于交流耦合應(yīng)用，在兩級之間使用耦合電容來消除共模失配。例如，這允許設(shè)計優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。

否則，系統(tǒng)設(shè)計中需要涉及雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如上述直流耦合設(shè)計中所述。

審核編輯：郭婷