在本文中，我們將討論為什么分立式實現(xiàn)無法提供高精度的電阻電流檢測。

分立放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可用于提高電流檢測電阻兩端的電壓。 雖然這種分立式解決方案具有成本效益，但由于外部元件的匹配有限，它們無法提供高精度。 嘗試使用高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡單分立解決方案可能節(jié)省的成本。

電阻電流檢測的分立式實現(xiàn)

在一個
上一篇文章，我們討論了基于運算放大器的同相配置可用于檢測和增益低側(cè)電流檢測電阻兩端的電壓。 同相配置具有單端輸入，并檢測其相對于地的輸入電壓。 這就是為什么我們不能在高端檢測配置中使用該放大器的原因。

另一方面，經(jīng)典差動放大器具有差分輸入。 由于它檢測分流電阻器兩端的壓降，而不是節(jié)點相對于地的電壓，因此可用于低側(cè)和高側(cè)電流檢測應(yīng)用，如 圖1.

在本文中，我們將討論使用差動放大器時可能影響精度的兩個重要誤差源。

圖1. 在（a）低端和（b）高邊電流檢測中使用差動放大器。

共模抑制比：關(guān)鍵特性

共模抑制比是差分輸入放大器抑制兩個輸入共有的信號的能力。 放大器的傳遞函數(shù)可以表示為：

[v_{out}=A_{dm}v_ld3ttlb+A_{cm}v_{c}]

等式 1.

其中\(zhòng)\（A_{dm}\\）和\\（v_lf5ftzb\\）分別是放大器的差模增益和放大器輸入端的差分信號。 類似地，\\（A_{cm}\\） 和 \\（v_{c}\\）
是施加到放大器的共模增益和共模信號。 根據(jù) 等式 1，放大器輸出端出現(xiàn)的電壓是輸入共模值的函數(shù)。 在
圖1（b），理想情況下，我們期望輸出是差分信號V的函數(shù)分流。 然而，實際上，輸出也是電源電壓V的函數(shù)。 供應(yīng)。

當(dāng)我們改變 V 時供應(yīng)，放大器輸入端的共模信號，因此放大器的輸出電壓發(fā)生變化。 即使我們保留 V 也會發(fā)生這種情況分流
不斷。 為了減少這種非理想效應(yīng)，我們需要使共模增益厘米
遠小于差模增益A分米。 共模抑制比（CMRR）定義為差分增益除以共模增益，它規(guī)定了放大器在放大差分信號時抑制共模信號的能力。

分立式實現(xiàn)具有低 CMRR

考慮 中所示的差動放大器 圖2.

圖2.

對于理想的運算放大器，差動放大器的傳遞函數(shù)由下式給出：

[v_{out}=\\frac{R_{4}}{R_{1}}\\times\\frac{R_{1}+R_{2}}{R_{3}+R_{4}}\\timesv_{A}-\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\times v_{B}]

對于\\（\\frac{R_{2}}{R_{1}}=\\frac{R_{4}}{R_{3}}\\），我們有：

[v_{out}=\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\left（v_{A}-v_{B}\\right）]

等式 2.

這個公式表明，任何共模電壓都將被放大器完全抑制，即\\（v_{A}=v_{B}\\），我們有\(zhòng)\（v_{out}=0\\）。 然而，在實踐中，差動放大器的共模抑制將受到限制，因為比值\\（\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\）不完全等于\\（\\frac{R_{4}}{R_{3}}\\）。
可以顯示 差動放大器的CMRR由下式給出：

[CMRR\\simeq \\frac{A_njjvzzf+1}{4_{t}}]

等式 3.

Ad是差動放大器的差分增益，等于 R2/R1; t是電阻容差。 例如，當(dāng)差分增益為1%和0.1%電阻時，我們有：

以dB表示該值，我們得到的CMRR約為54 dB。 請注意， 等式3基于運算放大器是理想且具有非常高的CMRR的假設(shè)得出的。 如果運算放大器的CMRR不比公式3獲得的值大多少，則需要使用 更復(fù)雜的方程。

集成解決方案可導(dǎo)致高 CMRR

因此，即使使用理想的運算放大器，差動放大器的CMRR也相對較低，并受到增益設(shè)置電阻匹配的限制。 為了解決這個問題，我們可以使用一系列匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，例如LT5400.LT?5400 是一款四通道電阻器網(wǎng)絡(luò)，具有 0.005% 的出色匹配，可用于創(chuàng)建具有高 CMRR 的差動放大器，如
圖3.使用匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，應(yīng)該可以實現(xiàn)約80 dB的CMRR。

圖3. 電阻陣列可用于創(chuàng)建具有非常高CMRR的差動放大器。 圖片由 凌力爾特

分立放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可被視為低成本電流測量解決方案。 但是，如您所見，增益設(shè)置電阻的匹配決定了放大器的CMRR。 嘗試使用單獨的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡單差動放大器可能節(jié)省的成本。

我們可以使用完全單片的解決方案，例如 AMP03ADI公司將激光調(diào)整電阻集成到精密運算放大器封裝中，以實現(xiàn)電阻之間的高度匹配。 這種集成解決方案可以獲得大于100 dB的CMRR。

另一個誤差源：增益設(shè)置電阻的溫度漂移

增益設(shè)置電阻的溫度漂移是影響測量精度的另一個因素。 如上所述，增益設(shè)置電阻的容差決定了放大器在室溫下的初始精度。 但是，為了使電阻比恒定，電阻在工作溫度范圍內(nèi)應(yīng)表現(xiàn)出類似的行為。

為了更好地理解溫度漂移如何產(chǎn)生增益誤差，讓我們考慮一個例子。 假設(shè)電阻值在 等式2 R1=5 kΩ 和 R2=100kΩ。 此外，假設(shè)電阻的溫度系數(shù)為±50 ppm/°C，環(huán)境溫度可能比參考溫度（室溫）高100°C。

差分增益的最大值和最小值是多少 R2R1R2R1？

高于基準(zhǔn)溫度100 °C的溫升可使±50 ppm/°C電阻的值改變±0.5%。 因此，最大差分增益由下式給出：

最小增益由以下公式獲得：

請注意，電阻器可能會沿相反方向漂移。 在本例中，1%的增益誤差僅由漂移效應(yīng)引起，因為我們假設(shè)電阻在室溫下具有其標(biāo)稱值。

有趣的是，對于匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，例如 LT5400 或完全單片式電流檢測解決方案，集成電阻器可以表現(xiàn)出近乎完美的初始誤差和溫度漂移匹配。
圖5.

圖5. 圖片由 維沙伊

在此圖中，橙色線表示單個±50ppm/°C電阻的值變化限值，當(dāng)溫度從參考溫度（20°C）向任一方向變化時。 紅色曲線表示匹配電阻陣列的四個集成電阻的溫度行為。

雖然來自匹配電阻網(wǎng)絡(luò)的單個電阻可以表現(xiàn)出±50ppm/°C的溫度系數(shù)，但四個集成電阻的溫度行為非常匹配。 電阻值隨著溫度的變化而相互跟蹤。 這些匹配電阻使我們能夠在工作溫度范圍內(nèi)保持放大器增益相對恒定。

結(jié)論

分立放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可用于提高電流檢測電阻兩端的電壓。 雖然這種分立式解決方案具有成本效益，但由于外部元件的匹配有限，它們無法提供高精度。

增益設(shè)置電阻的匹配決定了放大器的CMRR。 為了實現(xiàn)高CMRR，電阻的初始誤差和溫度漂移需要近乎完美的匹配。 這就是為什么集成解決方案可以輕松擊敗CMRR方面的離散實現(xiàn)。 請注意，嘗試使用單獨的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡單分立解決方案可能節(jié)省的成本。