隨著家庭和辦公室開放式布局設計的出現(xiàn)以及日漸轉向混合動力電動汽車和電動汽車，愈發(fā)需要更安靜、高效的電機控制。即使是非常小的聲學差異，也會對可聞噪聲造成顯著影響。

利用具有更高功率密度、更高集成度和更高效系統(tǒng)的電機控制電路等先進的實時控制技術，可幫助您實現(xiàn)更出色的系統(tǒng)聲學性能。一些其他策略包括使用連續(xù)脈寬調(diào)制（PWM） 的矢量磁場定向控制 （FOC） 算法，減少振動的特定控制算法，以及應用死區(qū)時間補償和 PWM 生成來降低可聞噪聲的集成控制。

由于這些不同的產(chǎn)品和策略都可以降低運動控制應用中的可聞噪聲，因此可能很難確定哪種策略更適合您的應用。在本文中，我將以 BLDC集成控制柵極驅動器為例，列出降低運動控制應用中可聞噪聲的三種出色方式。

PWM

用于降低電機控制應用中可聞噪聲的第一種策略是連續(xù) PWM。PWM
是一種技術，通過導通和關斷晶體管來產(chǎn)生輸出波形，從而讓電機電壓在給定時間處于高電壓或低電壓狀態(tài)。然后，電機中的電感對這些波形進行濾波，以便基本上平均輸出波形。調(diào)整占空比（波形導通時間與關斷時間之比）將改變平均電壓。圖2 展示了使用 PWM 生成正弦波的一個示例。

圖 2：使用 PWM 生成正弦波的示例

例如，德州儀器 （TI） MCF8315A BLDC 集成控制柵極驅動器是一款無傳感器 FOC 電機驅動器，可實現(xiàn)連續(xù)和非連續(xù)空間矢量 PWM
方案。連續(xù)調(diào)制有助于減小低電感電機的電流紋波，但由于所有三個相位互相交錯，因此會導致更高的開關損耗。非連續(xù)調(diào)制的開關損耗更低（因為一次只有兩個相位互相交錯），但電流波紋更高。在圖3 和圖 4 中，您可以看到連續(xù)和非連續(xù) PWM 的差異。

圖 3：相電流波形與快速傅里葉變換 （FFT） 非連續(xù) PWM 之間的關系

圖 4：相電流波形與 FFT 連續(xù) PWM 之間的關系

死區(qū)時間補償

用于降低電機控制應用中可聞噪聲的第二種策略是死區(qū)時間補償。在電機控制應用中，在半橋中高側和低側金屬氧化物半導體場效應晶體管的開關之間插入死區(qū)時間可避免發(fā)生擊穿。插入死區(qū)時間后，相節(jié)點上的預期電壓與施加的電壓會有所不同，相節(jié)點電壓會在相電流中引入不必要的失真，進而導致可聞噪聲。

要管理這種額外的噪聲，工程師可以利用諧振控制器集成死區(qū)時間補償，以便控制相電流中的諧波分量，從而緩解因死區(qū)時間導致的電流失真，如圖 5 所示。

圖 5：無傳感器 FOC 死區(qū)時間補償分析

例如，TI 的 MCF8316A BLDC 集成控制柵極驅動器（一款無傳感器 FOC 電機驅動器）采用此內(nèi)置功能來優(yōu)化多種電機頻率下的聲學性能，如圖6 所示。

圖 6：實施 PWM 調(diào)制和死區(qū)時間補償來優(yōu)化 MCF8316A 聲學性能

可變換向模式

用于降低電機控制應用中可聞噪聲的最后一種策略是可變換向模式。在梯形換向中，有兩種主要配置：120 度和 150 度。120度梯形換向可能會導致更多的聲學噪聲，因為較長的高阻抗周期會導致扭矩波紋增大，如圖 7 和 8 所示。150度梯形換向只能在低速下運行，因為檢測過零的窗口期很短。

為了應對這些挑戰(zhàn)并提高聲學性能，工程師可以構建能夠在 120 度梯形換向和 150 度梯形換向之間動態(tài)切換的電機驅動器系統(tǒng)。這種動態(tài)調(diào)制可以改善
BLDC 電機控制期間的整體聲學性能。

圖 7：相電流和 FFT - 120 度換向

圖 8：相電流和 FFT - 150 度換向

例如，TI 無傳感器 BLDC 集成梯形控制柵極驅動器（如 MCT8329 和 MCT8316）采用此內(nèi)置功能來優(yōu)化多種電機頻率下的聲學性能，如圖 9
所示。

圖 9：實施具有動態(tài)調(diào)制的可變換向模式來優(yōu)化 MCT8316A 聲學性能

結語

TI在加大運動控制技術的投資，助力構建更高效的聲學敏感型系統(tǒng)，其構建塊旨在滿足聲學要求。當您設計系統(tǒng)時，請記得采用這三種出色方式來降低電機控制應用中的可聞噪聲。