全球衛(wèi)星導航系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System，GNSS)已在室外廣泛運用，但在高樓密集、室內或地下場景等環(huán)境下由于信號被遮蔽、衰減嚴重，接收機難以同時接收到4顆以上的衛(wèi)星信號進行定位，限制了其應用范圍。由于人們對室內定位的需求迫切，因此室內定位技術得到了蓬勃發(fā)展，目前主流的室內定位有Wi-Fi、藍牙、傳感器等技術，但是這些技術還不能同時滿足高精度室內定位以及室外GNSS系統(tǒng)無縫定位需求。室內偽衛(wèi)星系統(tǒng)是為滿足上述環(huán)境中的定位需求而發(fā)展的室內定位技術之一[1]。偽衛(wèi)星定位技術在室內復雜環(huán)境中應用具有一定的難度，但其應用前景是非常廣闊的。因而設計一款偽衛(wèi)星作為基站的高精度室內導航定位系統(tǒng)具有重要意義。

1 系統(tǒng)總體構架

本文設計的GPS偽衛(wèi)星高精度室內定位系統(tǒng)主要由GPS授時接收機、偽衛(wèi)星基帶信號處理部分、高速D/A轉換、射頻上變頻電路、發(fā)射天線、接收天線、射頻下變頻電路、高速A/D轉換和接收機基帶信號處理部分等模塊組成，系統(tǒng)總體構架如圖1所示。

如圖1所示，GPS授時接收機輸出的秒脈沖(PPS)作為發(fā)射機與真實GPS信號同步的基準，對本地恒溫晶振馴服，以獲得高穩(wěn)定度和高精度偽衛(wèi)星信號。偽衛(wèi)星基帶信號處理部分主要實現(xiàn)GPS L1頻點偽衛(wèi)星導航信號生成。高速D/A轉換電路接收FPGA生成的數(shù)字中頻并轉換為模擬中頻信號，本系統(tǒng)設計4路高速D/A轉換電路，每一路D/A對應一顆偽衛(wèi)星中頻信號。通過上變頻模塊把數(shù)字中頻信號變頻成GPS L1頻點偽衛(wèi)星射頻信號。

射頻下變頻電路把接收到的偽衛(wèi)星信號下變頻至中頻信號。高速A/D轉換電路實現(xiàn)對射頻下變頻電路輸出的模擬中頻量化采樣。接收機信號處理部分完成對信號的捕獲、跟蹤以及實現(xiàn)抗遠近效應算法和定位解算。其中DSP實現(xiàn)通道狀態(tài)檢測、可見星搜索、信號跟蹤、遠近效應算法的判斷策略和定位解算，F(xiàn)PGA實現(xiàn)信號捕獲算法、抗遠近效應算法。

2 系統(tǒng)主要硬件電路設計

2.1 上變頻電路設計

上變頻電路主要是實現(xiàn)基帶模擬中頻信號變頻至GPS L1頻點的射頻信號。本文設計采用雙路射頻輸出的數(shù)字鎖相頻率合成器SI4133芯片，其中RF1的輸出范圍是900 MHz～1.8 GHz，RF2的輸出范圍是750 MHz～1.5 GHz。通過簡單的編程便可得到所需要的本振信號，本文設計的中頻信號為20.42 MHz，本振信號為1 555 MHz，通過混頻得到設計所需的GPS L1頻點的信號。圖2是射頻上變頻電路。

2.2 射頻下變頻電路設計

射頻前端的性能直接影響接收機基帶數(shù)字信號處理模塊對信號捕獲、跟蹤的質量。本系統(tǒng)選用Maxim Integrated公司的MAX2122作為射頻下變頻芯片，它是一款包含完整的單片VCO、I和Q下變頻混頻器和帶寬可調的低通濾波射頻導航芯片，工作頻率范圍是925 MHz～2 175 MHz。本文設計的射頻下變頻電路將天線接收到的偽衛(wèi)星信號下變頻至10.42 MHz。射頻下變頻電路原理圖如圖3所示。

2.3 A/D轉換電路設計

模數(shù)轉換電路的設計對接收機抗干擾性能有著重大影響，本文選用Analog Devices公司的AD9246作為A/D轉換電路的核心器件。AD9246是一款1.8 V單電源供電的14 bit、125 MS/s模數(shù)轉換器，內置采樣保持放大器與片上基準電源。射頻前端輸出的中頻信號是10.42 MHz，本文A/D采樣頻率設置為112 MHz，可以滿足系統(tǒng)性能要求。圖4是A/D轉換電路。

3 系統(tǒng)關鍵程序設計

3.1 時鐘同步設計

為了讓接收機獲得更準確的頻率信號，發(fā)射機部分需要對本地恒溫晶振進行馴服。利用真實GPS時間信號長穩(wěn)指標高的優(yōu)點消除本地恒溫晶振長期累積誤差，從而獲得高穩(wěn)定度和高準確度的頻率信號[2]。

本文設計馴服時鐘是利用GPS授時接收機輸出的PPS作為標準的秒脈沖信號對本地恒溫晶振進行馴服。FPGA程序設計中主要是利用時鐘計數(shù)法對本地晶振進行頻率調整，以消除恒溫晶振因老化、溫漂等帶來的累積誤差。

時鐘計數(shù)法是FPGA對時鐘的計數(shù)，首先通過對GPS秒脈沖兩個相鄰秒沿之間的時鐘個數(shù)count1和本地秒脈沖兩個相鄰秒沿之間的時鐘個數(shù)count2進行計數(shù)、對比，得到相應的時鐘鐘差值，假如鐘差大，說明恒溫晶振提供的頻率存在較大誤差，需要調整減少誤差。然后把時鐘鐘差值轉換給SPI總線數(shù)值，通過SPI總線寫入DAC7512，DAC7512把接收到的數(shù)字量轉換為模擬電壓，實時地對本地晶振頻率進行調整，使count1=count2即完成了馴服的過程，達到本地晶振長期穩(wěn)定的效果。馴服時鐘程序設計流程圖如圖5所示。FPGA先給DAC7512寫一個固定值，讓恒溫晶振上電先穩(wěn)定，在檢測到GPS秒脈沖輸入時，延遲一個時鐘產生本地秒脈沖。通過對比兩個秒脈沖之間的計數(shù)差值對晶振頻率進行調整。GPS秒脈沖與發(fā)射系統(tǒng)產生的秒脈沖結果對比如圖6所示。

3.2 接收機抗遠近效應程序設計

在室內，由于空間狹窄，偽衛(wèi)星布置的高度相對比較低，容易發(fā)生遠近效應。在某些位置，當來自不同偽衛(wèi)星的信號強度差異大于某個門限時，就會產生遠近效應，堵塞接收機[3]。因此本文設計的接收機必須具有抗遠近效應功能。本文中抗遠近效應程序設計主要是利用互相關干擾消除算法實現(xiàn)抗遠近效應[4]。其中DSP主要是負責遠近效應的判斷策略，同時完成信號幅度、強信號的電文估計以及重構干擾信號。其處理流程如圖7所示。

DSP每毫秒記錄一次當前衛(wèi)星的幅度估計值，式(1)為幅值估計公式。

式中，An是信號幅度估計值，In和Qn分別是I路和Q路的相干積分結果，fs是接收機的采樣率，Tcoh為接收機相干積分時間。由于C/A碼的隔離度在理想情況下僅有24 dB[5]，為了留足夠的富余量，本文設計的強信號干擾門限值為18 dB。當連續(xù)10 ms檢測到有一個接收通道的幅度估計值高于幅度門限值，或者是強信號與弱信號的比值超過干擾門限值，則判定為發(fā)生了遠近效應，同時把開啟干擾抵消的控制標志傳給FPGA。在確定發(fā)生遠近效應后，DSP會每間隔30 s估計一次電文，獲得相應的電文符號。DSP在正常跟蹤的情況下，準確地獲得強信號的載波NCO、碼NCO以及估計的幅度值、導航電文的符號等強信號參數(shù)。選取其中一個強信號作為參考信號，根據(jù)所獲得的信號參數(shù)對強信號進行重構。

FPGA在跟蹤正常狀態(tài)下接收到DSP傳過來的開啟干擾抵消控制信號，啟動干擾抵消算法處理通道，如圖8所示。

FPGA接收到DSP傳過來的重構干擾信號S(t)，首先與本地載波混頻，實現(xiàn)強信號的載波剝離，然后與碼環(huán)復制的C/A碼進行互相關，經過積分清除后，得到強信號與弱信號互相關結果IWS(t)、QWS(t)，最后經過干擾抵消便可得到弱信號自相關值。FPGA各個模塊功能如下：

(1)載波NCO模塊。FPGA采用DDS技術產生本地數(shù)字載波，在程序中將事先使用MATLAB產生的正余弦幅度值存到FPGA的ROM核中，通過尋址的方式得到需要的載波頻率信號。

(2)C/A碼發(fā)生器。碼環(huán)復制的C/A碼同時分享給弱信號相干積分通道和強信號干擾抵消通道。與剝離載波后的強信號相關，實現(xiàn)信號解擴。

(3)干擾抵消部分。干擾消除的主要功能是分離出弱信號相關結果中強干擾信號與弱信號互相關結果，得到弱信號自相關值IWW(t)、QWW(t)。其中弱信號相關結果包含弱信號自相關結果和弱信號與干擾信號互相關結果。

4 測試結果

本文設計的室內偽衛(wèi)星導航定位系統(tǒng)，發(fā)射機部分生成了GPS L1頻段的4路偽衛(wèi)星信號，同時對本地恒溫晶振馴服，獲得更準確的頻率信號。接收機部分設計了抗遠近效應，使用載波相位進行導航定位。在5 m×10 m的室內環(huán)境多次測試，4顆偽衛(wèi)星布置在4個角落，利用所設計的接收機進行導航定位。靜態(tài)測試結果如圖9所示，定位誤差在3 cm以內。二維動態(tài)L形軌跡緩慢運動定位結果如圖10所示，動態(tài)定位誤差在3 cm以內。靜態(tài)和動態(tài)定位結果說明本文設計的偽衛(wèi)星導航定位系統(tǒng)能夠正常工作。

5 結論

為了滿足高精度室內定位需求，本文設計了一款GPS偽衛(wèi)星室內導航定位系統(tǒng)，發(fā)射機以FPGA+DSP為核心處理器，解決了本地恒溫晶振長期的累積誤差問題，使其具有長期穩(wěn)定度，接收機具有抗遠近效應能力。對系統(tǒng)導航定位精度進行了多次測試，測試結果表明，靜態(tài)和動態(tài)定位精度都達到厘米級。該系統(tǒng)可以應用于室內定位、地下停車場定位，還可以用于地基增強系統(tǒng)。