簡介

在MP3播放器，個人媒體播放器，數(shù)碼相機(jī)和其他便攜式消費類應(yīng)用中實現(xiàn)高性能和低功耗一直是設(shè)計師面臨的挑戰(zhàn)。這些電池供電的系統(tǒng)通常采用嵌入式數(shù)字信號處理器（DSP），以便在處理多媒體應(yīng)用時實現(xiàn)最大處理能力，并在 sleep 模式下實現(xiàn)最低功耗。電池壽命對于手持式電池供電產(chǎn)品至關(guān)重要，使其成功與電力系統(tǒng)的效率直接相關(guān)。

此類系統(tǒng)的關(guān)鍵組件是降壓DC-to -dc開關(guān)穩(wěn)壓器，有效地從較高電壓電源（例如4.5 V）獲得低電源電壓，例如1 V。作為穩(wěn)壓器，它必須保持恒定電壓，快速響應(yīng)上游電源或負(fù)載電流的變化。我們將在這里討論一種提供良好調(diào)節(jié)，高效率和快速響應(yīng)的架構(gòu)。

開關(guān)穩(wěn)壓器剖析

圖1顯示使用ADI公司ADP2102的典型應(yīng)用電路 - 占空比，3 MHz，同步降壓轉(zhuǎn)換器。它提供多種固定輸出和電阻可編程電壓選項。它采用固定電壓配置，從5.5 V輸入電壓產(chǎn)生穩(wěn)定的0.8 V輸出，并驅(qū)動300 mA負(fù)載。接下來將介紹電阻可編程應(yīng)用示例。

以下是電路工作的簡要說明：將一部分直流輸出電壓與誤差放大器中的內(nèi)部參考電壓進(jìn)行比較，其輸出與電流檢測放大器的輸出進(jìn)行比較，以驅(qū)動單次觸發(fā)，持續(xù)一段時間，取決于比率 V OUT / V <子> IN 的。一次性導(dǎo)通上部選通晶體管，電感器L1中的電流上升。當(dāng)單次觸發(fā)超時時，晶體管關(guān)閉，電流斜坡下降。在由最小關(guān)閉定時器和最小（“谷值”）電流確定的間隔之后，再次脈沖一次性。片上單觸發(fā)定時器采用輸入電壓前饋，以在穩(wěn)定狀態(tài)下保持恒定頻率。

這種振蕩無限延續(xù) - 大約3 MHz，但必要時會偏離，以響應(yīng)瞬態(tài)線路和負(fù)載變化 - 將輸出電壓維持在編程值，將平均電感器電流維持在輸出負(fù)載所需的值。

上述方法相對較新。多年來，直流到直流轉(zhuǎn)換的主要方法是恒定頻率峰值電流方法，在步驟中實施時也稱為后沿調(diào)制 -down DC-DC轉(zhuǎn)換器。有關(guān)該方法的描述，以及相對于上述恒定導(dǎo)通時間谷電流模式轉(zhuǎn)換器的優(yōu)缺點評估，請參閱側(cè)欄。

ADP2102還包括欠壓鎖定，軟啟動，熱關(guān)斷，短路保護(hù)和±1％反饋精度。這種架構(gòu)允許主開關(guān)的導(dǎo)通時間低至或低于60 ns。

圖2顯示了各種條件下的典型波形。圖2a顯示低占空比伴隨著從V IN = 5.5 V到V OUT = 0.8 V的大電壓降低，I LOAD = 600毫安。從圖中可以看出，實現(xiàn)的最小導(dǎo)通時間為45 ns，開關(guān)頻率為3 MHz。

圖2b顯示了負(fù)載電流和電感電流響應(yīng)負(fù)載電流增加300 mA的步長。

圖2c顯示了響應(yīng)300 mA步進(jìn)減小時的負(fù)載電流和電感電流負(fù)載電流。

圖2d顯示，當(dāng)器件工作在50％占空比時，沒有次諧波振蕩，這是使用峰值電流模式控制的器件所關(guān)注的問題。這種占空比值稍微大于或小于50％的情況也可以避免次諧波振蕩。

動態(tài)電壓調(diào)整DSP應(yīng)用

在采用數(shù)字信號處理器（DSP）的便攜式應(yīng)用中，開關(guān)轉(zhuǎn)換器通常提供DSP的核心電壓和I / O軌。這兩款電源都需要專為電池應(yīng)用而設(shè)計的高效DC-DC轉(zhuǎn)換器。提供核心電壓的穩(wěn)壓器必須能夠根據(jù)處理器的時鐘速度或軟件的指示動態(tài)改變電壓。小的總解決方案尺寸也很重要。

這里描述的是通過用外部高效調(diào)節(jié)器替換Blackfin ?處理器的內(nèi)部調(diào)節(jié)器，可以在電池供電的應(yīng)用中實現(xiàn)系統(tǒng)功率效率的提高。還描述了外部穩(wěn)壓器的控制軟件。

動態(tài)電源管理

處理器的功耗與工作電壓的平方成正比（V CORE ）并與工作頻率成線性比例（F SW ）。因此，降低頻率會線性降低動態(tài)功耗，而降低核心電壓會使其呈指數(shù)降低。

在功耗敏感的應(yīng)用中改變時鐘頻率而非電源電壓非常有用DSP只是監(jiān)控活動或等待外部觸發(fā)。然而，在高性能電池供電的應(yīng)用中，僅僅改變頻率可能無法節(jié)省足夠的功率。 Blackfin處理器和其他具有先進(jìn)電源管理功能的DSP允許核心電壓隨頻率變化而變化，從而在每種情況下尋求電池的最佳負(fù)載。

ADSP中的動態(tài)電壓調(diào)節(jié) - BF53x系列Blackfin處理器通常采用內(nèi)部電壓控制器和外部MOSFET實現(xiàn)。這種方法的優(yōu)點是可以將單個電壓（VDDEXT）應(yīng)用于DSP子系統(tǒng)，而DSP則從MOSFET獲得必要的核心電壓（VDDINT）。內(nèi)部寄存器允許調(diào)節(jié)的核心電壓由軟件控制，以便可以協(xié)調(diào)MIPS，最終消耗能量，以實現(xiàn)最佳電池壽命。

要完全實現(xiàn)這種內(nèi)部Blackfin穩(wěn)壓器方案，需要外部MOSFET，肖特基二極管，大電感和多輸出電容 - 這是一種相對昂貴的解決方案，效率低，使用相對較大的PCB面積。集成穩(wěn)壓器所需的大電感器和電容器的使用使得系統(tǒng)設(shè)計者與消費者對便攜式設(shè)備的期望盡可能小的沖突相沖突。隨著集成穩(wěn)壓器控制器的效率相對較低 - 通常為50％至75％ - 這種方法不太適合高性能，手持式，電池供電的應(yīng)用。

外部調(diào)節(jié)

通過在現(xiàn)代DC-DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器中進(jìn)行設(shè)計，Blackfin集成方法的原生效率可提高到90％或更高。使用外部穩(wěn)壓器時，外部元件的尺寸也可以減小。

提供各種動態(tài)電壓調(diào)節(jié)（DVS）控制方案，包括開關(guān)電阻 - 在某些情況下，可以通過使用DAC到脈沖寬度調(diào)制（PWM）來實現(xiàn)，這可以實現(xiàn)與內(nèi)部方法一樣精細(xì)的粒度。無論采用何種方案，都必須能夠通過軟件控制來改變調(diào)節(jié)水平。雖然這種調(diào)節(jié)控制方法是內(nèi)部穩(wěn)壓器方法所固有的，但必須在外部方法中添加。

本文介紹了使用ADP2102同步DC-DC轉(zhuǎn)換器調(diào)整DSP內(nèi)核電壓的兩種方法。當(dāng)處理器以降低的時鐘速度運(yùn)行時，動態(tài)調(diào)整核心電壓至1.2 V至1.0 V的值。

ADP2102高速同步開關(guān)轉(zhuǎn)換器可在2.7 V至5.5 V電池電壓下調(diào)節(jié)核心電壓，最低可達(dá)0.8 V.其恒定導(dǎo)通時間，電流模式控制和3 MHz開關(guān)頻率提供出色的瞬態(tài)響應(yīng)，非常高的效率以及出色的線路和負(fù)載調(diào)節(jié)。高開關(guān)頻率允許使用超小型多層電感器和陶瓷電容器。 ADP2102采用節(jié)省空間的3 mm×3 mm LFCSP封裝，僅需三個或四個外部元件。功能齊全，它包括安全功能，如欠壓鎖定，短路保護(hù)和熱關(guān)斷。

圖3說明了實現(xiàn)DVS的電路。 ADSP-BF533 EZ-KIT Lite ?評估板上的3.3 V系統(tǒng)電源為ADP2102降壓轉(zhuǎn)換器供電，其輸出電壓設(shè)置為1.2 V，使用外部電阻分壓器 R < / em> 1 和 R 2 。 DSP的GPIO引腳用于選擇請求的內(nèi)核電壓。改變反饋電阻可將內(nèi)核電壓調(diào)整為1.2 V至1.0 V.N溝道MOSFET通過插入電阻 R 3 與 R并聯(lián)來修改分壓器 <子> 2 。與 R 3 相比，IRLML2402的0.25歐姆 R DSon 較小。 3.3 V GPIO電壓用于驅(qū)動MOSFET柵極。需要前饋電容 C FF 以獲得更好的瞬態(tài)性能和改善負(fù)載調(diào)節(jié)。

兩級開關(guān)的一般應(yīng)用要求是：

DSP內(nèi)核電壓（ V OUT 1 ）= 1.2 V

DSP內(nèi)核電壓（ V OUT 2 ）= 1.0 V

輸入電壓= 3.3 V

輸出電流= 300 mA

高阻值電阻用于最大限度地減少通過電阻分壓器的功率損耗。前饋電容減小了開關(guān)期間柵極 - 漏極電容的影響。通過使用更小的反饋電阻和更大的前饋電容，可以最大限度地減少在此過渡期間引起的過沖和下沖，但這只會以額外的功耗為代價。

圖4顯示了輸出電流 I OUT ，輸出電壓， V OUT 和控制電壓， V SEL 。 V SEL 上的低電平將輸出電壓調(diào)整為1.0 V， V SEL上的高電平 將其縮放到1.2 V。

為DVS生成兩個不同電壓的簡單方法是使用控制電壓V C 來注入電流通過附加電阻進(jìn)入反饋網(wǎng)絡(luò)。調(diào)節(jié)控制電壓的占空比會改變其平均直流電平。因此，可以使用單個控制電壓和電阻來調(diào)節(jié)輸出電壓。以下公式用于計算電阻R 2 ，R 3 的值，以及控制電壓幅度電平， V C_LOW 和 V C_HIGH 。

V OUT 1 = 1.2 V， V OUT 2 = 1.0 V， V FB = 0.8 V， V C_LOW = 3.3 V， V C_HIGH = 0 V， R 1 = 49.9 kohm， R 2 和 R 3 可按如下方式計算

這種方法可以產(chǎn)生更平滑的過渡。與MOSFET開關(guān)方法相反，任何可以驅(qū)動電阻性負(fù)載的控制電壓都可用于此方案，而MOSFET開關(guān)方法只能用于驅(qū)動容性負(fù)載的控制信號源。該方法可以縮放到任何輸出電壓組合和輸出負(fù)載電流。因此，可以通過根據(jù)需要縮放核心電壓來降低DSP功耗。圖5顯示了上述方案的實現(xiàn)。圖6顯示了使用此電流注入方法在兩個輸出電壓之間的轉(zhuǎn)換。

降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器中恒定導(dǎo)通時間谷值電流模式控制方案的優(yōu)點

恒定頻率峰值 - 電流控制方案使用兩個回路調(diào)節(jié)高輸入電壓以產(chǎn)生低輸出電壓，即外部電壓回路和內(nèi)部電流回路?？刂菩盘柡洼敵鲋g存在最小相移，因此可以進(jìn)行簡單的補(bǔ)償。

通過NMOS主開關(guān)的電感電流通常通過監(jiān)控主開關(guān)上的電壓降或者開關(guān)時的電壓降來測量。位于主開關(guān)輸入和漏極之間的串聯(lián)電阻上的壓降。在電感器電流感測期間開關(guān)節(jié)點上的寄生效應(yīng)在任何一種情況下都會引起振鈴行為，因此在測量電感器電流之前需要消隱時間。這減少了主開關(guān)在低占空比操作期間保持開啟和穩(wěn)定的可用時間。圖A顯示了主開關(guān)上的電感電流和電流檢測信號，包括消隱時間和導(dǎo)通時間。

在低占空比工作期間，即輸出時與輸入相比非常小，主開關(guān)導(dǎo)通始終由內(nèi)部時鐘控制，并且與反饋環(huán)路無關(guān)。因此，存在最小導(dǎo)通時間，限制了在較高開關(guān)頻率下的操作。而且，由于建立時間限制，不可能感測電流，因為脈沖不夠?qū)?。消隱時間主導(dǎo)開關(guān)導(dǎo)通時間，電流檢測時間很短。在便攜式應(yīng)用中，例如手機(jī)和媒體播放器，DSP內(nèi)核需要0.9V量級的輸出電壓。需要高開關(guān)頻率以最小化電感器的尺寸并減小整體解決方案的尺寸;但是，使用這種控制方案，很難使用高開關(guān)頻率從較高的輸入電壓產(chǎn)生低占空比電壓。

后沿調(diào)制控制的第二個限制是其瞬態(tài)不良響應(yīng)。圖B顯示了響應(yīng)負(fù)載電流正負(fù)變化的典型波形。在便攜式應(yīng)用中，必須實現(xiàn)快速瞬態(tài)響應(yīng)，同時最小化輸出電容器尺寸和成本。當(dāng)輸出端出現(xiàn)正負(fù)載電流階躍時，輸出響應(yīng)可延遲一個時鐘周期。在負(fù)負(fù)載電流步驟期間，轉(zhuǎn)換器強(qiáng)制最小寬度高側(cè)導(dǎo)通時間，由電流控制環(huán)路的速度確定。因此，在負(fù)負(fù)載瞬變期間不可能存在最小延遲響應(yīng)，并且發(fā)生嚴(yán)重的過沖和下沖瞬變。必須在輸出端添加額外的電容，以使其最小化。

在固定頻率下工作的峰值電流控制轉(zhuǎn)換器的第三個限制是占空比大于50％時的不穩(wěn)定性（圖C）允許發(fā)生次諧波振蕩，導(dǎo)致平均輸出電流下降并且輸出電流紋波增加。對于大于50％的占空比，電感器電流（ΔIL1）的增加趨于隨時間增加，導(dǎo)致I2（ΔIL2）的更大增加。為了克服這個問題，需要斜率補(bǔ)償或斜坡補(bǔ)償，增加了設(shè)計的復(fù)雜性。通常，外部斜坡會添加到電感電流檢測信號中。

這些問題可以通過使用恒定導(dǎo)通時間，谷值電流模式控制方案來解決，稱為前沿調(diào)制，其中主開關(guān)的導(dǎo)通時間由設(shè)計固定;基于谷值電流檢測信號調(diào)制關(guān)斷時間;并且將切換周期調(diào)整為等于接通時間加上關(guān)斷時間。該架構(gòu)通過為主開關(guān)提供最短的導(dǎo)通時間來促進(jìn)高頻操作，從而允許從較高的輸入電壓輕松生成低電壓輸出。

在低壓DC-DC降壓中轉(zhuǎn)換器，主開關(guān)僅在10％的時間內(nèi)開啟，而同步開關(guān)在剩余的90％的時間內(nèi)開啟。這使得低側(cè)開關(guān)電流的采樣和處理比主開關(guān)電流更容易。

不是檢測電感峰值電流來確定主開關(guān)電流，而是在關(guān)閉主開關(guān)的時間。谷值電流檢測與恒定的導(dǎo)通時間拓?fù)湎嘟Y(jié)合，可減少環(huán)路延遲，從而實現(xiàn)更快的瞬態(tài)響應(yīng)。

Ray Ridley（進(jìn)一步閱讀3）證明了恒定頻率控制的電流環(huán)增益，其外部斜坡等于電流信號的下降斜率，與恒定導(dǎo)通時間系統(tǒng)的電流環(huán)增益相同。因此，環(huán)路增益對于恒定導(dǎo)通時間控制的占空比保持不變，從而保證在所有條件下的穩(wěn)定性。相反，在恒定頻率峰值電流控制中，環(huán)路增益隨著占空比的增加而增加，如果使用的外部斜坡時間不足，可能會導(dǎo)致不穩(wěn)定。

持續(xù)導(dǎo)通時間，可變關(guān)斷時間轉(zhuǎn)換器克服在不需要斜率補(bǔ)償?shù)那闆r下，與50％以上的占空比的固定頻率操作相關(guān)的不穩(wěn)定性問題。如果負(fù)載電流增加，則在循環(huán)開始之前和循環(huán)結(jié)束之前的干擾保持相同，因此，無論占空比如何，轉(zhuǎn)換器都保持穩(wěn)定。該架構(gòu)缺少固定時鐘，使斜率補(bǔ)償變得冗余。

恒定導(dǎo)通時間，谷值電流控制的一個顯著優(yōu)點是能夠限制降壓轉(zhuǎn)換器中的短路電流。當(dāng)降壓轉(zhuǎn)換器的輸出短路且高側(cè)開關(guān)導(dǎo)通時，輸出電壓變?yōu)榱?，電感兩端的電壓等于V IN 。電感電流在t ON 期間快速上升。電感放電時間t OFF 增加，因為它由V OUT / L確定，其中V OUT 實際上是短路。在電流降至所需的谷值電流限制之前，高側(cè)開關(guān)不會再次打開。因此，在短路條件下，該控制方案只能提供固定的最大電流。