隨著手機(jī)、PDA以及其它便攜式電子產(chǎn)品在不斷小型化，其復(fù)雜性同時也在相應(yīng)提高，這使設(shè)計(jì)工程師面臨的問題越來越多，如電池使用壽命、占板空間、散熱或功耗等。

　　使用DC/DC轉(zhuǎn)換器主要是為了提高效率。很多設(shè)計(jì)都要求將電池電壓轉(zhuǎn)換成較低的供電電壓，盡管采用線性穩(wěn)壓器即可實(shí)現(xiàn)這一轉(zhuǎn)換，但它并不能達(dá)到基于開關(guān)穩(wěn)壓器設(shè)計(jì)的高效率。本文將介紹設(shè)計(jì)工程師在權(quán)衡解決方案的占用空間、性能以及成本時必須要面對的常見問題。

　　大信號與小信號響應(yīng)

　　開關(guān)轉(zhuǎn)換器采用非常復(fù)雜的穩(wěn)壓方法保持重/輕負(fù)載時的高效率?，F(xiàn)在的CPU內(nèi)核電源要求穩(wěn)壓器提供快速而通暢的大信號響應(yīng)。例如，當(dāng)處理器從空閑模式切換至全速工作模式時，內(nèi)核吸收的電流會從幾十微安很快地上升到數(shù)百毫安。

　　隨著負(fù)載條件變化，環(huán)路會迅速響應(yīng)新的要求，以便將電壓控制在穩(wěn)壓限制范圍之內(nèi)。負(fù)載變化幅度和速率決定環(huán)路響應(yīng)是大信號響應(yīng)還是小信號響應(yīng)。我們可根據(jù)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)定義小信號參數(shù)。因此，我們一般將低于穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)10％的變化稱為小信號變化。

　　實(shí)際上，誤差放大器處于壓擺范圍（slew limit）內(nèi)，由于負(fù)載瞬態(tài)發(fā)生速度超過誤差放大器的響應(yīng)速度，放大器并不控制環(huán)路，所以，在電感器電流達(dá)到要求之前，由輸出電容器滿足瞬態(tài)電流要求。

　　大信號響應(yīng)會暫時使環(huán)路停止工作。不過，在進(jìn)入和退出大信號響應(yīng)之前，環(huán)路必須提供良好的響應(yīng)。環(huán)路帶寬越高，負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)速度就越快。

　　從小信號角度來看，盡管穩(wěn)壓環(huán)路可以提供足夠的增益和相位裕度，但是開關(guān)轉(zhuǎn)換器在線路或負(fù)載瞬態(tài)期間仍然可能出現(xiàn)不穩(wěn)定狀態(tài)和振鈴現(xiàn)象。在選擇外部元件時，電源設(shè)計(jì)工程師應(yīng)意識到這些局限性，否則其設(shè)計(jì)就有可能遇到麻煩。

　　電感器選型

　　以圖1所示的基本降壓穩(wěn)壓器為例，說明電感器的選型。

　　對大多數(shù)TPS6220x應(yīng)用而言，電感器的電感值范圍為4.7uH～10uH。電感值的選擇取決于期望的紋波電流。一般建議紋波電流應(yīng)低于平均電感電流的20％。如等式1所示，較高的VIN或VOUT也會增加紋波電流。電感器當(dāng)然必須能夠在不造成磁芯飽和（意味著電感損失）情況下處理峰值開關(guān)電流。
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　　以增加輸出電壓紋波為代價(jià)，使用低值電感器便可提高輸出電流變化速度，從而改善轉(zhuǎn)換器的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。高值電感器則可以降低紋波電流和磁芯磁滯損耗。

　　可將線圈總損耗結(jié)合到損耗電阻（Rs）中，該電阻與理想電感（Ls）串聯(lián)，組成了一個如圖1所示的簡化等效電路。

　　盡管Rs損耗與頻率有關(guān)，但在產(chǎn)品說明書中仍對直流電阻（RDC）進(jìn)行了定義。該電阻取決于所采用的材料或貼片電感器的構(gòu)造類型，在室溫條件下通過簡單的電阻測量即可獲得。RDC的大小直接影響線圈的溫度上升。因此，應(yīng)當(dāng)避免長時間超過電流額定值。
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圖一

　　線圈的總耗損包括RDC中的耗損和下列與頻率相關(guān)聯(lián)的耗損分量：磁芯材料損耗（磁滯損耗、渦流損耗）；趨膚效應(yīng)造成的導(dǎo)體中的其他耗損（高頻電流位移）；相鄰繞組的磁場損耗（鄰近效應(yīng)）；輻射損耗

　　可將上述所有耗損分量組合在一起構(gòu)成串聯(lián)耗損電阻（Rs）。耗損電阻主要用于定義電感器的品質(zhì)。然而，我們無法用數(shù)學(xué)方法確定Rs。因此，我們一般采用阻抗分析儀在整個頻率范圍內(nèi)對電感器進(jìn)行測量。這種測量可以確定XL（f）、Rs（f）和Z（f）個別分量。

　　我們將電感線圈電抗（XL）與總電阻（Rs）之比稱為品質(zhì)因素Q，參見公式（2）。品質(zhì)因素被定義為電感器的品質(zhì)參數(shù)。損耗越高，電感器作為儲能元件的品質(zhì)就越低。
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　　品質(zhì)—頻率圖可以幫助選擇針對特定應(yīng)用的最佳電感器結(jié)構(gòu)。如測量結(jié)果圖2所示，可以將損耗最低（Q值最高）的工作范圍定義為一直延伸到品質(zhì)拐點(diǎn)。如果在更高的頻率使用電感器，損耗會劇增（Q降低）。

　　良好設(shè)計(jì)的電感器效率降低微乎其微。不同的磁芯材料和形狀可以相應(yīng)改變電感器的大小/電流和價(jià)格/電流關(guān)系。采用鐵氧體材料的屏蔽電感器尺寸較小，而且不輻射太多能量。選擇何種電感器往往取決于價(jià)格與尺寸要求以及相應(yīng)的輻射場/EMI要求。

　　輸出電容器

　　消除輸出電容器可以在成本和占板空間兩方面實(shí)現(xiàn)節(jié)省。輸出電容器的基本選擇取決于紋波電流、紋波電壓以及環(huán)路穩(wěn)定性等各種因素。

　　輸出電容器的有效串聯(lián)電阻（ESR）和電感器值會直接影響輸出紋波電壓。利用電感器紋波電流（（IL）和輸出電容器的ESR可以簡單地估測輸出紋波電壓。

　　因此，設(shè)計(jì)時應(yīng)當(dāng)選用ESR盡可能低的電容器。例如，采用X5R/X7R技術(shù)的4.7uF到10uF電容器表現(xiàn)為10m（范圍的ESR值。輕負(fù)載（或者不考慮紋波的應(yīng)用）也可以使用容值更小的電容器。
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圖2：品質(zhì)-頻率圖 ：（a） Q和頻率的關(guān)系；（b） RS和頻率的關(guān)系

　　TI的控制環(huán)路架構(gòu)使您能夠采用自己首選的輸出電容器，同時還可以補(bǔ)償控制環(huán)路，以實(shí)現(xiàn)最佳的瞬態(tài)響應(yīng)和環(huán)路穩(wěn)定性。當(dāng)然，內(nèi)部補(bǔ)償能夠理想地支持一系列工作條件，而且能夠敏感地響應(yīng)輸出電容器參數(shù)變化。

　　TPS6220x系列降壓轉(zhuǎn)換器具有內(nèi)部環(huán)路補(bǔ)償功能。因此，必須選擇支持內(nèi)部補(bǔ)償功能的外部LC濾波器。對于此類器件而言，內(nèi)部補(bǔ)償最適合16kHz的LC轉(zhuǎn)角頻率（corner frequency），即10uH電感器與10uF輸出電容器。根據(jù)一般經(jīng)驗(yàn)法則，在選用不同輸出濾波器時，L*C乘積不應(yīng)當(dāng)大范圍變動。在選擇更小的電感器或電容器值時，會造成轉(zhuǎn)角頻率增加至更高頻率，因此這一點(diǎn)尤為重要。

　　在從負(fù)載瞬態(tài)出現(xiàn)到打開P-MOSFET期間，輸出電容器必須提供負(fù)載所需的全部電流。輸出電容器提供的電流會造成經(jīng)過ESR的電壓降低（從輸出電壓中扣除）。ESR越低，輸出電容器提供負(fù)載電流時的電壓損耗就越低。為了降低解決方案尺寸并且提升TPS62200轉(zhuǎn)換器的負(fù)載瞬態(tài)性能，建議采用4.7uH電感器和22uF輸出電容器。

　　DC-DC轉(zhuǎn)換器電路設(shè)計(jì)中電感器選擇的折衷考慮

　　在大多數(shù)降壓型DC-DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器中，成本、尺寸、電阻和電流容量決定了電感的選取。很多這種應(yīng)用都在開關(guān)轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊或評估板中給出了特定的電感值，但是這些值通常都針對特定應(yīng)用或者滿足特定性能標(biāo)準(zhǔn)。本文中將討論使用開關(guān)穩(wěn)壓器MAX8646的評估板來評估各種電感的效率、噪聲（輸出紋波）和暫態(tài)響應(yīng)。

　　該評估板包含有一個0.47mH電感，可以同時提供較高的效率和快速負(fù)載暫態(tài)響應(yīng)。較低的電感值導(dǎo)致較低的效率，較大的電感以暫態(tài)響應(yīng)為代價(jià)提供更高的效率。本文中討論的其他電感經(jīng)過選擇可以與評估板的PCB封裝相匹配，并且能以最小的改動（如果需要）來配合評估板的電路。

　　尺寸考慮

　　表1中兩個系列的電感提供不同的磁芯尺寸。它們的外形相似，但是FDV0630系列電感在電路板上要高1mm。較高的高度使得使用較短的銅線成為可能-使用更大的直徑或較少的匝數(shù)，或二者兼具。

　　0.2mH以及更低的電感表現(xiàn)出很低的效率，因此不考慮更小的電感。較小的電感值還帶來較大的峰值電流，它必須保持低于MAX8646的最低電流限制以防止失穩(wěn)。另一方面，大于1μH的電感也不合適。請注意較大的FDV0630系列電感具有相同的電感值和引腳，但是提供更低的電阻和更高的額定電流。關(guān)于電感磁芯的尺寸、材料和磁導(dǎo)率的詳細(xì)比較本文將不贅述。
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　　磁芯的考慮

　　Toko公司的FDV系列電感采用鐵粉芯，它們提供更好的溫度穩(wěn)定性并且相對于其他可選磁芯成本更低。其他選擇是鉬坡莫合金粉末（MPP）、氣隙鐵氧體以及鐵硅鋁磁合金（Kool Mm）或高磁通磁環(huán)。鑒于混合鎳、鐵和鉬粉末的成本，MPP通常是最昂貴的選擇，鐵硅鋁磁合金是一種次昂貴的復(fù)合粉末磁芯。在多數(shù)電源中常見的罐形、E和EI形磁芯為氣隙鐵氧體。這些外形可以在必要時提供靈活性和可變性，但是成本更高。高磁通磁環(huán)通常用于濾波電感而不是電源變換電路。

　　性能評估和效率比較

　　圖1電路中各種電感的效率比較顯示，在輸出電流低于2A時1μH電感具有最好的效率，在低于3A時0.2μH的效率最低。在電感量相同時，尺寸較大（FDV0630）直流電阻較低的電感在整個輸出電流范圍內(nèi)可提供0.5%至1%的效率提升。
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　　圖1：降壓型開關(guān)穩(wěn)壓器MAX8646評估電路

　　對于FDV0620系列的0.47mH和1mH電感，可以注意到在2A附近其效率曲線有一個交叉：2A以下1μH電感具有較高的效率，2A以上0.47μH的效率更高。1μH電感所具有的較大串聯(lián)電阻導(dǎo)致了這種效率的差異。

　　另一種性能折衷可以從電感電流、電感電壓和輸出電壓紋波的典型波形中看出。使用電感量較小的FDV0620-0.47mH產(chǎn)生較高的峰值電流。輸出電壓紋波低于18mV峰峰值，而FDV630-1.0mH電感產(chǎn)生的紋波峰峰值剛超過12mV。峰值電流對輸出電容充電并且提供負(fù)載電流。在電容的ESR上會流入和流出較大的電流，這將產(chǎn)生較高的輸出電壓紋波。如果必要，可以通過使用較大的輸出電容來降低該紋波。

　　負(fù)載暫態(tài)的比較

　　不同的電感提供不同的負(fù)載暫態(tài)響應(yīng)（IC和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)同樣對該響應(yīng)有貢獻(xiàn)）。MAX8646需要外部補(bǔ)償，但是其他開關(guān)穩(wěn)壓器IC包含內(nèi)部補(bǔ)償，它們通常指定允許的電感值范圍。從另一方講，外部補(bǔ)償允許設(shè)計(jì)更加靈活。

　　圖2和圖3給出了圖1所示電路在從2A至5A再返回至2A的負(fù)載階躍時FDV0620-0.47μH和FDV0620-1μH電感的負(fù)載暫態(tài)響應(yīng)，在圖3中，外部補(bǔ)償經(jīng)過調(diào)整以配合1mH電感值。參考圖1，改變了以下三個元件來達(dá)到該目的：C10 = 1000pF，R4 = 5900W，R6 = 316W。請注意圖2中的輸出電壓過沖要低于圖3。對于具有相同電感量的DV0620和FDV0630系列，測量到的響應(yīng)相同。

　　工作原理

　　在描述了電感選擇的測量結(jié)果之后，我們現(xiàn)在概括其工作原理。下面的等式忽略真實(shí)電感的寄生特性，但是它仍可為電感的工作原理提供良好的理解：
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　　圖2：圖1電路使用FDV0620系列的0.47μF電感工作在3.3V輸入，1.8V輸出，2A-5A輸出電流時的負(fù)載暫態(tài)。
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圖3：類似于圖2，但是使用FDV0620系列的1μF電感。
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　　高邊MOSFET在電感充電期間（tON）導(dǎo)通，將電感連接至輸入電源電壓。在確定電感值以后，可以用tON = DT替換dt，用（VIN-VOUT）替換V，然后計(jì)算DI （即di）。表2給出了圖1所示電路中DI與本文所討論的電感之間的對應(yīng)關(guān)系。圖1中電路滿足表2參數(shù)的條件是VIN= 3.3V，VOUT = 1.8V，DT=D*T，其中D為占空比（VOUT/VIN），T為開關(guān)周期（1/fS）。
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　　表2：給定電感值與電感電流變化值

　　di/dt（DI/DT）的中值等于IOUT，因此峰值電流等于IOUT加DI/2。可以看到在負(fù)載電流相同時較小的電感將導(dǎo)致較大的峰值電流。

　　直流電阻

　　IC和電感的功率損耗可以從效率曲線得到。對于FDV0620-0.47mH，輸出電流取1A時效率為92.5%，輸出功率為1A乘以1.8V即1.8W，因此輸入功率為1.8/0.925 = 1.946W?？倱p耗為PIN -POUT = 0.146W。主要的功率損耗來自電感直流電阻、MOSFET RDS（ON） （導(dǎo)通電阻）以及開關(guān)損耗。IOUT 2*DCR（直流電阻）等于電感的功率損耗。

　　FDV0620-0.47uH在1A輸出電流時的DCR損耗為8.3mW，占總損耗的5.7%。在IOUT= 4A，PIN = 8.1W，POUT = 7.2W （效率= PIN/POUT = 88.9%）時，總損耗為PIN- POUT = 0.9W；FDV0620-0.47uH在4A時DCR損耗為132.8mW，占總損耗的14.7%。IOUT《 sup》2的結(jié)果是在較大輸出電流時DCR損耗更大。

　　導(dǎo)通損耗

　　導(dǎo)通損耗是電感電流或IOUT、占空比（D）和R DS（ON）的函數(shù)：

　　PCOND = I LX 《 sup》2 * R DS（ON） * D

　　高邊導(dǎo)通損耗為：

　　1A輸出電流時，

　4A輸出電流時，

　低邊導(dǎo)通損耗為：
　1A輸出電流時，

　　4A輸出電流時，

　　1A時R DS（ON）取室溫時測量的典型值，但是大電流時MOSFET工作在較高的溫度。R DS（ON）可以進(jìn)行調(diào)整以適應(yīng)較高的溫度，因此在4A輸出電流時取33mW。

　　開關(guān)損耗

　　開關(guān)損耗發(fā)生在開關(guān)打開和關(guān)閉的過程中，由MOSFET柵極電容充放電電流引起。在開關(guān)打開的瞬間，開關(guān)兩端的電壓較高，但是在電壓下降前電流持續(xù)上升。下面的等式可以使用逼近法粗略計(jì)算開關(guān)的功率損耗：

　　其中t SW為開通或關(guān)閉時間，f SW為開關(guān)頻率。對于1A輸出電流，

　　在本例中無法方便的測量t SW，因?yàn)镸AX8646的開關(guān)內(nèi)置，它們共享公共連接LX（引腳15-16）。在死區(qū)時間前后，LX端的上升和下降時間大致各為5ns。

　　上面的功率損耗計(jì)算同時適用于開通和關(guān)閉。因?yàn)楸纠蠰X端的上升和下降時間t SW相同，可以將該數(shù)值乘以4。如果MOSFET外置可以進(jìn)行測量，然后可以單獨(dú)計(jì)算得到更精確的結(jié)果。對于0.47μH電感，在1A輸出電流時開通和關(guān)閉損耗大概各為32.96mW。

　　本文結(jié)論

　　在為PWM電壓模式開關(guān)穩(wěn)壓器選擇電感時，很容易作出折衷。較大的電感提供較低的峰值電流和較低的損耗，可以提高效率。較小的電感通常帶來較低的效率，但是在負(fù)載變化時提供更快速的響應(yīng)。另外，類似于電感值，較大的磁芯尺寸可以在電感值相同時提供更低的DCR，較低的DCR可以獲得更好的動態(tài)性能。在任何情況下，在確定最終電路之前都必須經(jīng)過測試！