概述

　　目前，電子產(chǎn)品電磁兼容問題越來越受到人們的重視，尤其是世界上發(fā)達國家，已經(jīng)形成了一套完整的電磁兼容體系，同時我國也正在建立電磁兼容體系，因此，實現(xiàn)產(chǎn)品的電磁兼容是進入國際市場的通行證。對于開關(guān)電源來說，由于開關(guān)管、整流管工作在大電流、高電壓的條件下，對外界會產(chǎn)生很強的電磁干擾，因此開關(guān)電源的傳導(dǎo)發(fā)射和電磁輻射發(fā)射相對其它產(chǎn)品來說更加難以實現(xiàn)電磁兼容，但如果我們對開關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原理了解清楚后，就不難找到合適的對策，將傳導(dǎo)發(fā)射電平和輻射發(fā)射電平降到合適的水平，實現(xiàn)電磁兼容性設(shè)計。

　　2 開關(guān)電源傳導(dǎo)騷擾

　　2.1 傳導(dǎo)發(fā)射的產(chǎn)生

　　開關(guān)電源的傳導(dǎo)騷擾是通過電源的輸入電源線向外傳播的電磁干擾。在開關(guān)電源輸入電源線中向外傳播的騷擾，既有差模騷擾、又有共模騷擾，共模騷擾比差模騷擾產(chǎn)生更強的輻射騷擾。傳導(dǎo)騷擾的測試頻率范圍為 150KHz～30MHz，限值要求如下表 1 所示：

　　在0.15MHz～1MHz的頻率范圍內(nèi)，騷擾主要以共模的形式存在，在1MHza～10MHz的頻率范圍內(nèi)，騷擾的形式是差模和共模共存，在10MHz以上，騷擾的形式主要以共膜為主。傳導(dǎo)發(fā)射的差模騷擾的產(chǎn)生主要是由于開關(guān)管工作在開關(guān)狀態(tài)，當(dāng)開關(guān)管開通時，流過電源線的電流線形上升，開關(guān)管關(guān)斷時電流突變?yōu)?0，因此流過電源線的電流為高頻的三角脈動電流，含有豐富的高頻諧波分量，隨著頻率的升高，該諧波分量的幅度越來越小，因此差模騷擾隨頻率的升高而降低，另外，如下圖 1 所示，由于電容 C5 的存在，它與電感 L3 組成低通濾波器，因此，差模傳導(dǎo)騷擾主要存在低頻率段。

共模騷擾的產(chǎn)生主要原因是電源與大地（保護地）之間存在有分布電容，電路中方波電壓的高頻諧波分量通過分布電容傳入大地，與電源線構(gòu)成回路，產(chǎn)生共模騷擾。

　　如上圖 1 所示，L、N 為電源輸入，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成輸入 EMI 濾波器，DB1 為整流橋，L1、VD1、C6 和 VT2 為功率因數(shù)矯正主電路，VT2 為開關(guān)管，開關(guān)管的 D 極與管子的散熱器相連，開關(guān)管安裝在散熱器上時，與散熱器之間形成一個耦合電容，如圖 1 中的 C7 所示，開關(guān)管 VT2 工作在開關(guān)狀態(tài)，其 D 極的電壓為高頻方波，方波的頻率為開關(guān)管的開關(guān)頻率，方波中的各次諧波就會通過耦合電容、L、N 電源線構(gòu)成回路，產(chǎn)生共模騷擾。電源與大地的分布電容比較分散，難以估算，但從上面的圖 1 來看，開關(guān)管 VT2 的 D 極與散熱器之間耦合電容的作用最大，在上面的圖 1 中，從整流橋到電感 L3 之間的電壓為 100Hz 的工頻波形，而從電感 L3 到二極管 VD1 和開關(guān)管 VT2D 極之間的連線的電壓均為方波電壓，含有大量的高次諧波。其次電感 L3 的影響也比較大，但 L3 與機殼的距離比較遠，分布電容比開關(guān)管和散熱器之間的耦合電容小的多，因此我們主要考慮開關(guān)管與散熱器之間的耦合電容。

　　2.2 傳導(dǎo)騷擾的解決方法

　　2.2.1 EMI 濾波器

　　解決傳導(dǎo)騷擾目前大都采用無源濾波器，如上圖 1 中所示，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成一個 EMI 濾波器，L1、L2 是兩個共模電感，一般來說，在共模電感當(dāng)中，含有 20%左右的差模電感，與電容 C1、C2、C3 構(gòu)成差模濾波器，C4、C5 是共模電容，與電感 L1、L2 構(gòu)成共模濾波器。

　　共模電感量的計算：

　　假設(shè)開關(guān)管集電極的干擾電壓在 400V 左右，轉(zhuǎn)換成 dB（μV）為：

　　傳導(dǎo)發(fā)射測試設(shè)備內(nèi)部的去耦網(wǎng)絡(luò)（LISN）內(nèi)阻 Zin 標(biāo)準(zhǔn)為 50Ω。則耦合電容 C7 與測試設(shè)備去耦網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)阻 Zin 對騷擾電平的衰減為：

　　則：如果不加 EMI 濾波器時，電源輸出端口所測得的騷擾電平為：

　　表 1 中 A 級電源端口傳導(dǎo)限值的要求為 79 dB（μV），顯然大大超過了限制的要求。則需要濾波器在 150KHz 處的衰減為：

　　112-79=33 dB，考慮到至少有 6dB 的裕量，EMI 濾波器的在 150KHz 處的衰減應(yīng)大于 39dB，我們?nèi)?40dB。二階濾波器的衰減特性是 -40dB/10 倍頻，在圖 1 中有兩個二階濾波器，衰減特性是 -80dB/10 倍頻，則濾波器的轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)在：47KHz 左右，考慮到其他因素的影響，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率取為 40KHz。

　　共模電容 C4、C5 取 4700P（考慮到漏電流的問題，不能取太大），則：C=C4+C5=9400P。

　　根據(jù)

計算得：L=1.7mH

　　在設(shè)計 EMI 濾波器的時候，為了有效的抑制騷擾信號的目的，必須對濾波器兩端將要連接的源阻抗進行合理的搭配，當(dāng)濾波器的輸出阻抗 Zo 和負載阻抗 RL 不相等時，在這個端口會產(chǎn)生，反射系數(shù)ρ由下式來定義：

　　當(dāng) Zo 和 RL 相差越大，端口產(chǎn)生的反射越大。

　　EMI 濾波器中的共模電感含有 20%左右的差模電感，與 X2 電容構(gòu)成差模濾波器，在上面的原理圖中，X2 電容 C1、C2、C3 對傳導(dǎo)騷擾的低頻端影響比較大，主要原因是因為在低頻段，騷擾的方式主要以差模的方式存在，增大 C1、C2、C3，可以減小低頻段的騷擾電平，但取值一般不超過 0.47～2.2μF，如果適當(dāng)增大電容，低頻段仍然超標(biāo)，可以增加差模電感來解決。

　　2.2.2 其他方法

　　EMI 濾波器是采用切斷傳播途徑的方法來減小傳導(dǎo)發(fā)射的騷擾電平，另外我們也可以從發(fā)射的源來著手，減小發(fā)射源向外發(fā)射的電平。

　　1：如下圖 2 所示：

　　圖 2 中，在 PFC 升壓電感上增加一個輔助繞組，該繞組的匝數(shù)與主繞組相同，方向與主繞組相反，C7 是開關(guān)管與散熱器之間的耦合電容，如圖所示增加一個與 C7 容量大致相同的一個電容接到散熱器與輔助繞組之間，這樣 C7、C8 耦合到散熱器的騷擾信號幅度相同，方向相反，兩個信號剛好可以相互抵消，大大減小向外發(fā)射的騷擾電平。

　　2：如下圖 3 所示：

　　在圖 3 中，增加一個高頻電容 C8，接在開關(guān)管散熱器與輸出地之間，該電容與散熱器的連接處離開關(guān)管越近越好，該電容選用安規(guī)電容，容量在 4700P 到 0.01μf 之間，太大會使電源的漏電流超標(biāo)，經(jīng)過電容 C7 耦合到散熱器上的騷擾信號經(jīng)過 C8 衰減，衰減的系數(shù)為由于 C8 比 C7 大許多，上式可以簡化為：

　　可見，假設(shè) C7 為 30P，C8 為 4700P，則向外發(fā)射的騷擾信號被衰減了 157 倍，近 45dB。

　　3 開關(guān)電源的輻射騷擾

　　3.1 輻射騷擾的空間傳輸

　　1. 遠場和近場

　　電磁能量以場的形式向四周傳播，就形成了輻射騷擾，場可以分為近場、和遠場，近場又稱為感應(yīng)場，它的性質(zhì)與場源有密切的關(guān)系，如果場源是高電壓小電流的源，則近場主要是電場，如果場源是低壓大電流，則場源主要是磁場。無論近場是磁場或是電場，當(dāng)離場源的距離大于λ/2π時，均變成遠場，又稱為輻射場。

　　由于開關(guān)電源工作在高電壓，大電流的狀態(tài)下，近場即有電場，又有磁場。

　　2. 騷擾的輻射方式

　　● 單點輻射，主要模擬各相同性的較小的輻射源，輻射的強度可表示為：

　　式中，P 表示發(fā)射的功率，r 表示離發(fā)射源的距離?？梢?，單點輻射強度與距離成反比，與發(fā)射源的功率的平方根成正比。

　　● 平行雙線環(huán)路的輻射

　　主要模擬差模電流回路的輻射源，其輻射強度可以表示為：

　　式中 A 為差模電流所包圍的面積，I 是差模電流的大小，r 是離輻射源的距離，λ是波長?？梢姴钅］椛鋸姸扰c差模電流的大小和差模電流所包圍的面積成正比，與距離成反比，與頻率的平方成正比。

　　因此應(yīng)在高頻噪聲源處加高頻去耦電容，以免高頻噪聲流入電源回路中。

　　● 單導(dǎo)線的輻射

　　單導(dǎo)線的輻射公式可以用來估算共模電流產(chǎn)生的輻射的大?。?br />
　　式中，I 是共模電流的大小，r 是到共模電流源的距離， l 是導(dǎo)線的長度，λ是波長。

　　3. 共模電流輻射

　　兩根相近的導(dǎo)線，如果流過差模電流，則導(dǎo)線產(chǎn)生的電磁場由于方向相反，大小相等而相互抵消，但如果流過共模電流，時兩根導(dǎo)線產(chǎn)生的電磁場相互疊加。因此大小相同的共模電流所產(chǎn)生的空間輻射要比差模電流產(chǎn)生的空間輻射強度大的多，根據(jù)實驗，兩者的輻射強度相差上千倍。所以，開關(guān)電源的輻射主要是由共模電流引起的。

　　● 共模電流輻射的基本模式

　　共模輻射有兩種驅(qū)動模式，一種是電流驅(qū)動模式，一種是電壓驅(qū)動模式，在開關(guān)電源中，起主要作用的主要是電壓驅(qū)動模式。

　　● 產(chǎn)生共模輻射的條件

　　產(chǎn)生共模輻射的條件有兩個，一是共模驅(qū)動源，一個是共模天線。

　　任何兩個金屬體之間存在射頻電位差，就構(gòu)成一副不對稱振子天線，兩個金屬導(dǎo)體分別是天線的兩個極，對于一個開關(guān)電源來說，如下圖所示：

　　C7 是開關(guān)管和散熱器之間的耦合電容，散熱器和與開關(guān)管 D 極相連接的印制線為天線的兩個極，在分析時可以簡化為下圖 5：

　　Vs 為騷擾源，對圖 4 來說，就是開關(guān)管 VT2 的 D 極，L1、L2 相當(dāng)于天線的兩個極，一個極是與開關(guān)管 D 極相連的印制線，另外一個極是散熱器及與之相連的接地線，C 是天線兩極之間的耦合電容，即圖 4 中開關(guān)管與散熱器之間的耦合電容。

　　共模輻射主要有天線上的共模電流的大小決定，因此，天線兩極 L1、L2 之間的耦合電容越大，輻射功率越大。

　　另外，當(dāng)天線的兩個極的總長度大于λ/20 時，才能向外輻射能量，并且當(dāng)天線的長度與騷擾源的波長滿足下列條件時，輻射能量才最大。

　　3.2 開關(guān)電源的輻射源

　　要解決和減小開關(guān)電源的電磁輻射，首先要了解開關(guān)電源的輻射源在那兒。對于一個前級帶有 PFC 功率因數(shù)矯正電路的開關(guān)電源來說，輻射騷擾的源主要分布下面幾個地方（開關(guān)電源中的輻射源例如驅(qū)動等，相對于下面所列的要弱的多，所以可以不與考慮）。

　　1. PFC 開關(guān)管

　　2. PFC 升壓二極管

　　3. DC/DC 開關(guān)管

　　4. DC/DC 的整流管、續(xù)流管

　　5. PFC 升壓電感

　　6. DC/DC 變壓器

　　● PFC 開關(guān)管和 DC/DC 開關(guān)管的輻射原理如上面所述，屬于電壓驅(qū)動模式的驅(qū)動源，升壓電感和變壓器屬于差模騷擾源，主要原因是漏感的存在，導(dǎo)致電磁能量泄露，向外發(fā)射電磁能量。

　　● PFC 升壓二極管和 DC/DC 的整流二極管在反向截止時，存在反向恢復(fù)電流，如下圖所示：

　　所示的是實際測試的 PFC 升壓二極管關(guān)斷瞬間的反向恢復(fù)電流（不加吸收的情況下），在圖 4 中，該反向恢復(fù)電流主要通過 C6、VD1、VT2 構(gòu)成回路，形成差模輻射，另外，由于由于引線電感的存在，很小一部分的電流會通過散熱器與開關(guān)管 VT2 之間的耦合電容 C7 向外流，形成共模輻射。

　　DC/DC 的整流二極管和續(xù)流管的反向恢復(fù)電流會導(dǎo)致二極管的反向電壓出現(xiàn)很高的電壓尖峰，下圖 7 是正激電路的輸出濾波電路。

　　圖 7 中，TI 是變壓器，VD1、VD2 分別是整流管和續(xù)流管，由于整流管、續(xù)流管在由導(dǎo)通轉(zhuǎn)向截止時有反向恢復(fù)電流，該反向恢復(fù)電流在 VD1、VD2 兩端產(chǎn)生比較高的電壓峰值，由于快恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)電流在幾十 nS，所以峰值電壓的頻率較高，其基波頻率在幾十 MHz，由于頻率很高，輻射能力很強，下圖 8 是整流管和續(xù)流管的電壓波形。

　　整流管、續(xù)流管固定在散熱器上，散熱器接大地，由于二極管的陰極與管殼的散熱板直接相連，管殼的散熱板與散熱器之間就形成了耦合電容，整流管、續(xù)流管在截止時產(chǎn)生的高壓尖峰就通過耦合電容流動，產(chǎn)生共模輻射，輸出線和地分別是天線的兩個極。

　　●開關(guān)電源其他的輻射源如印制線與機殼之間分布電容引起的共模輻射、內(nèi)部電路工作時產(chǎn)生的差模輻射等，與前面的幾個輻射源相比要小得多。

　　3.3 輻射騷擾的解決措施

　　上面分析了輻射騷擾產(chǎn)生的原因和開關(guān)電源的輻射源，再解決開關(guān)電源的輻射問題就比較容易了。

　　3.3.1 開關(guān)管發(fā)射源引起的輻射發(fā)射

　　上面所介紹的輸入端口的傳導(dǎo)騷擾，是通過輸入線向外發(fā)射的，同時，輸入線又是一個天線，共模電流在流過輸入線的時候，就會向空間發(fā)射電磁能量，產(chǎn)生輻射騷擾，因此對于上面解決傳導(dǎo)發(fā)射的措施，在減小了傳導(dǎo)發(fā)射的同時，也大大減小了輸入端口的輻射發(fā)射。

　　對于輻射源 DC/DC 開關(guān)管，也可以采取與 PFC 開關(guān)管的相同的措施，來減小驅(qū)動源的電壓幅度，較小輻射發(fā)射的強度。

　　是采取在 PFC 開關(guān)管散熱器對 PFC 輸出地加電容與不加電容輻射強度的對比。

　　前面是加電容的，后面是不加電容的，從兩個圖中可以看出，在 50MHZ 附近，輻射騷擾電平在加了電容以后降低了盡 10DB，在 120MHZ 到 220MHZ 的頻率范圍內(nèi)也降低了 10DB 左右。

　　3.3.2 DC/DC 整流管、續(xù)流管發(fā)射源

　　對于 DC/DC 整流管、續(xù)流管發(fā)射源，除了增加吸收，減小二極管兩端的峰值電壓、在二極管的管腳上套飽和磁環(huán)以減小反向恢復(fù)電流外，還可以采取以下措施。

　　1. 在整流管、續(xù)流管與散熱器的接觸點附近對輸出地接電容，如下圖 10 所示：

　　圖中 C2 是二極管 VD1 和 VD2 與散熱器之間的耦合電容，容量一般在幾十 PF，C3 是增加的電容，C3 要遠大于 C2，DC/DC 整流管、續(xù)流管上的電壓峰值經(jīng)過 C2 與 C3 的分壓，幅度大大降低，就可以大大減小向外的輻射。

　　2. 采用==的電路形式。

　　在上圖的電路形式中，將輸出濾波電感放在輸出的負端，VD1、VD2 的輸出直接接在輸出濾波電容的正端，這樣，整流管、續(xù)流管的陰極接固定電平，通過陰極連接的散熱面與散熱器之間的耦合電容向外流動的共模電流就會大大減小，從而大大減小輸出端口的輻射電平。

　　3.3.3 機箱屏蔽

　　開關(guān)電源的輻射除了上述的輻射源主要通過輸入輸出端口向外輻射以外，電源的控制電路、驅(qū)動、輔助電源、變壓器、電感等直接向空間輻射電磁能量，因此需要采用機箱進行屏蔽，機箱屏蔽要考慮機箱的材料、厚度和孔縫對屏蔽效能的影響。

　　1. 吸收損耗

　　當(dāng)電磁波進入金屬屏蔽體后會產(chǎn)生感應(yīng)電流，變?yōu)闊崮芏牡?，所以電磁波進入金屬導(dǎo)體中以指數(shù)的方式很快衰減，傳輸距離很短。

　　我們將電磁波衰減到原來 1/e，即 0.37 倍時的距離稱為集膚深度δ集膚深度δ與材料的性能和頻率有關(guān)，可用下面的公式表示：

　　公式中，μ是材料的磁導(dǎo)率，σ是材料的電導(dǎo)率。

　　2. 反射損耗

　　當(dāng)電磁波到達兩種介質(zhì)表面時，因阻抗不匹配而發(fā)生反射，所引起的電磁波能量損耗稱為反射損耗。

　　輻射騷擾所測試的頻率范圍是 30MHz～1000MHz。如果單純的只考慮 30MHz 以上的電磁屏蔽，薄薄一層的導(dǎo)體就可以達到很高的屏蔽效能，但對于頻率比較低的電場或磁場，就要考慮屏蔽所使用的材料和厚度了。

　　3. 孔縫對屏蔽的影響

　　在實際的應(yīng)用當(dāng)中，機箱上總是存在有接線孔、通風(fēng)孔以及機箱各面之間的連接縫隙，如果機箱的孔縫尺寸不合理，將使屏蔽效能大大降低，一般來說，孔縫的尺寸應(yīng)小于十分之一到百分之一的波長，才能達到相應(yīng)的屏蔽效果。如果上限頻率按 1000MHz 來考慮，孔縫的尺寸應(yīng)小于：3～0.3cm。由于開關(guān)電源的電磁輻射頻率范圍一般在 30MHz 到 500MHz 之間，屏蔽的上限頻率可以按 500MHz 來考慮。