秘笈三 阻尼輸入濾波系列第一部分

　　開關(guān)調(diào)節(jié)器通常優(yōu)于線性調(diào)節(jié)器，因為它們更高效，而開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)則十分依賴輸入濾波器。 這種電路元件與電源的典型負(fù)動態(tài)阻抗相結(jié)合， 可以誘發(fā)振蕩問題。本文將闡述如何避免此類問題的出現(xiàn)。

　　一般而言，所有的電源都在一個給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。 圖3.1顯示的是一個開關(guān)電源的特征。 隨著電壓的下降，電流不斷上升。

　　圖3.1 開關(guān)電源表現(xiàn)出的負(fù)阻抗

　　負(fù)輸入阻抗

　　電壓-電流線呈現(xiàn)出一定的斜率， 其從本質(zhì)上定義了電源的動態(tài)阻抗。 這根線的斜率等于負(fù)輸入電壓除以輸入電流。 也就是說， 由Pin=V?， 可以得出V=Pin/I； 并由此可得dV/dI=–Pin/I2或dV/dI≈–V/I。

　　該近似值有些過于簡單，因為控制環(huán)路影響了輸入阻抗的頻率響應(yīng)。但是很多時候，當(dāng)涉及電流模式控制時這種簡單近似值就已足夠了。

　　為什么需要輸入濾波器

　　開關(guān)調(diào)節(jié)器輸入電流為非連續(xù)電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會中斷系統(tǒng)的運行。 大多數(shù)電源系統(tǒng)都集成了一個如圖3.2所示類型的濾波器。 電容為功率級的開關(guān)電流提供了一個低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開關(guān)電流最小化。在低頻率時，該濾波器的源極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時，輸出電容分流阻抗。在中間頻率時，電感和電容實質(zhì)上就形成了一種并聯(lián)諧振電路，從而使電源阻抗變高，呈現(xiàn)出較高的電阻。

　　大多數(shù)情況下，峰值電源阻抗可以通過首先確定濾波器 （Zo） 的特性阻抗來估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。 接下來， 對電容的等效串聯(lián)電阻 （ESR） 和電感的電阻求和。 這樣便得到電路的Q值。峰值電源阻抗大約等于Zo乘以電路的Q值。

　　圖3.2 諧振時濾波器的高阻抗和高阻性

　　振蕩

　　但是， 開關(guān)的諧振濾波器與電源負(fù)阻抗耦合后會出現(xiàn)問題。 圖3.3顯示的是在一個電壓驅(qū)動串聯(lián)電路中值相等、極性相反的兩個電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于無窮大。當(dāng)您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負(fù)電阻時，您也就會面臨一個類似的電源系統(tǒng)情況；這時，電路往往就會出現(xiàn)振蕩。

　　圖3.3 與其負(fù)阻抗耦合的開關(guān)諧振濾波器可引起不必要的振蕩

　　設(shè)計穩(wěn)定電源系統(tǒng)的秘訣是保證系統(tǒng)電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負(fù)載（即最低輸入阻抗）狀態(tài)下達(dá)到這一目標(biāo)。

　　秘笈四 阻尼輸入濾波系列第二部分

　　控制源極阻抗

　　在“電源設(shè)計秘笈3”中， 我們討論了輸入濾波器的源極阻抗如何變得具有電阻性，以及其如何同開關(guān)調(diào)節(jié)器的負(fù)輸入阻抗相互作用。在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符號相反從而構(gòu)成了一個振蕩器。業(yè)界通用的標(biāo)準(zhǔn)是輸入濾波器的源極阻抗應(yīng)至少比開關(guān)調(diào)節(jié)器的輸入阻抗低6dB， 作為最小化振蕩概率的安全裕度。

　　輸入濾波器設(shè)計通常以根據(jù)紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（圖4.1所示CO）開始的。第二步通常包括根據(jù)系統(tǒng)的EMI要求選擇電感 （LO）。正如我們上個月討論的那樣，在諧振附近，這兩個組件的源極阻抗會非常高，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。 圖 1 描述了一種控制這種阻抗的方法， 其將串聯(lián)電阻 （RD） 和電容 （CD） 與輸入濾波器并聯(lián)放置。利用一個跨接 CO 的電阻，可以阻尼濾波器。但是，在大多數(shù)情況下，這樣做會導(dǎo)致功率損耗過高。另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個串聯(lián)連接的電感和電阻。

　　圖4.1 CD和RD阻尼輸出濾波器源極阻抗

　　選擇阻尼電阻

　　有趣的是，一旦選擇了四個其他電路組件，那么就會有一個阻尼電阻的最佳選擇。圖4.2 顯示的是不同阻尼電阻情況下這類濾波器的輸出阻抗。紅色曲線表示過大的阻尼電阻。請思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開啟，那么峰值可能會非常的高，且僅由CO和LO來設(shè)定。藍(lán)色曲線表示阻尼電阻過低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個電容和電感的并聯(lián)組合共同設(shè)置。綠色曲線代表最佳阻尼值。利用一些包含閉型解的計算方法（見參考文獻(xiàn) 1）就可以很輕松地得到該值。

　　圖4.2 在給定CD-CO比的情況下，有一個最佳阻尼電阻

　　選擇組件

　　在選擇阻尼組件時，圖4.3非常有用。該圖是通過使用RD Middlebrook建立的閉型解得到的。橫坐標(biāo)為阻尼濾波器輸出阻抗與未阻尼濾波器典型阻抗 （ZO=（LO/CO）1/2） 的比。 縱坐標(biāo)值有兩個： 阻尼電容與濾波器電容 （N） 的比； 以及阻尼

　　電阻同該典型阻抗的比。 利用該圖， 首先根據(jù)電路要求來選擇LO和CO， 從而得到ZO。

　　隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾波器源極阻抗 （6dB）。最小電源輸入阻抗等于Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的比， 您便可以計算得到一個橫坐標(biāo)值。例如，一個具有10μH電感和10μH 電容的濾波器具有Zo= （10μH/10μF）1/2=1Ohm 的典型阻抗。 如果它 正對 一個 12V 最 小輸 入的 12W 電 源進(jìn) 行濾 波， 那么 該電 源輸 入阻 抗將 為Z=V2/P=122/12=12Ohms。這樣，最大源極阻抗應(yīng)等于該值的二分之一，也即6Ohms。

　　現(xiàn)在，在6/1=6的X軸上輸入該圖，那么，CD/CO=0.1，即1μF，同時RD/ZO=3，也即3Ohms。

　　圖4.3 選取LO和CO后，便可從最大允許源極阻抗范圍內(nèi)選擇CD和RD

　　秘笈五 降壓—升壓電源設(shè)計中降壓控制器的使用

　　電子電路通常都工作在正穩(wěn)壓輸出電壓下，而這些電壓一般都是由降壓穩(wěn)壓器來提供的。如果同時還需要負(fù)輸出電壓，那么在降壓—升壓拓?fù)渲芯涂梢耘渲孟嗤慕祲嚎刂破?。?fù)輸出電壓降壓—升壓有時稱之為負(fù)反向，其工作占空比為50%， 可提供相當(dāng)于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著輸入電壓的波動調(diào)節(jié)占空比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來維持穩(wěn)壓。

　　圖 5.1顯示了一款精簡型降壓—升壓電路，以及電感上出現(xiàn)的開關(guān)電壓。這樣一來該電路與標(biāo)準(zhǔn)降壓轉(zhuǎn)換器的相似性就會頓時明朗起來。實際上，除了輸出電壓和接地相反以外，它和降壓轉(zhuǎn)換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉(zhuǎn)換器。這就是與降壓或同步降壓轉(zhuǎn)換器端相類似的地方，因為該電路的運行與降壓轉(zhuǎn)換器不同。

　　FET開關(guān)時出現(xiàn)在電感上的電壓不同于降壓轉(zhuǎn)換器的電壓。 正如在降壓轉(zhuǎn)換器中一樣， 平衡伏特-微秒 （V-μs） 乘積以防止電感飽和是非常必要的。 當(dāng)FET為開啟時（如圖 1 所示的ton間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點”側(cè)上的正電壓會引起電流斜坡上升， 這就帶來電感的開啟時間V-μs乘積。 FET 關(guān)閉 （toff）期間，電感的電壓極性必須倒轉(zhuǎn)以維持電流，從而拉動點側(cè)為負(fù)極。電感電流斜坡下降， 并流經(jīng)負(fù)載和輸出電容， 再經(jīng)二極管返回。 電感關(guān)閉時V-μs乘積必須等于開啟時V-μs乘積。由于Vin和Vout不變，因此很容易便可得出占空比 （D） 的表達(dá)式：

　　D=Vout/（Vout “ Vin）。 這種控制電路通過計算出正確的占空比來維持輸出電壓穩(wěn)壓。

　　上述表達(dá)式和圖5.1所示波形均假設(shè)運行在連續(xù)導(dǎo)電模式下。

　　圖 5.1 降壓—升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積

　　降壓 — 升壓電感必須工作在比輸出負(fù)載電流更高的電流下。其被定義為IL=I《SUBOUT《 sub》/（1-D），或只是輸入電流與輸出電流相加。對于和輸入電壓大小相等的負(fù)輸出電壓（D =0.5）而言，平均電感電流為輸出的2倍。

　　有趣的是，連接輸入電容返回端的方法有兩種，其會影響輸出電容的rms電流。典型的電容布局是在 +Vin 和 Gnd 之間，與之相反，輸入電容可以連接在 +Vin 和”V《SUBOUT《 sub》 之間。利用這種輸入電容配置可降低輸出電容的rms電流。然而，由于輸入電容連接至 “Vout，因此 ”Vout上便形成了一個電容性分壓器。這就在控制器開始起作用以前， 在開啟時間的輸出上形成一個正峰值。 為了最小化這種影響，最佳的方法通常是使用一個比輸出電容要小得多的輸入電容， 請參見圖5.2所示的電路。輸入電容的電流在提供dc輸出電流和吸收平均輸入電流之間相互交替。rms 電流電平在最高輸入電流的低輸入電壓時最差。因此，選擇電容器時要多加注意，不要讓其ESR過高。陶瓷或聚合物電容器通常是這種拓?fù)漭^為合適的選擇。

　　圖5.2 降壓控制器在降壓—升壓中的雙重作用

　　必須要選擇一個能夠以最小輸入電壓減去二極管壓降上電的控制器，而且在運行期間還必須能夠承受得住Vin加Vout的電壓。FET和二極管還必須具有適用于這一電壓范圍的額定值。通過連接輸出接地的反饋電阻器可實現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)，這是由于控制器以負(fù)輸出電壓為參考電壓。只需精心選取少量組件的值，并稍稍改動電路，降壓控制器便可在負(fù)輸出降壓—升壓拓?fù)渲衅鸬诫p重作用。